ПЭПиУ II часть 2 Лазерные и микроволновые системы и автоматизация технологических процессов II часть Лекционный курс Системы мобильной радиосвязи Система. - презентация

1

2 ПЭПиУ II часть 2 Лазерные и микроволновые системы и автоматизация технологических процессов II часть Лекционный курс Системы мобильной радиосвязи Система связи подвижной службы Региональные ССПС Территориальные (сотовые) системы Линейные ССПС Глобальные ССПС Системы персонального радиовызова Принципы построения систем связи Энергетические соотношения в радиоканалах Оценка качества обслуживания в системе Сотовые системы стандартов NMT- 450 (NMT-900) Структурное построение ССПС NМТ-450i (NМТ-900) Режимы работы ССПС стандартов NМТ-450i (NМТ-900) Базовая станция ВD-28N ССПС стандарта NМТ- 450i Мобильная станция ССПС стандарта NМТ-450i Особенности формирования радиоканалов в стандартах GSM-900 (GSM-1800) Мобильные системы транкинговой радиосвязи Структурное построение транкинговых радиосистем Особенности построения цифровых транкинговых ССПС Особенности построения цифровых многосайтовых систем связи Системы персонального радиовызова (СПРВ) Мобильные СПРВ с многочастотным комбинаторным и линейным бинарным кодированием Спутниковые системы связи подвижной службы Наземная инфраструктура Космический сегмент

3 ПЭПиУ II часть 3 Требования ГОС к уровню освоения дисциплины ПЭП и У Студент считается освоившим содержание дисциплины, если он: знает общую методологию и основные требования к параметрам систем мобильной связи; знает теорию и принципы действия базовых и мобильных устройств системы; умеет оценить влияние параметров среды на характеристики устройств; может определить требуемые характеристики элементов системы, исходя из поставленной задачи, и оценить их потребительские свойства; освоить базовые знания в области применения систем мобильной связи; получить информацию о традиционных и прогрессивных схемах построения систем мобильной связи; получить навыки расчета, проектирования и измерения параметров систем мобильной связи; освоить базовые знания в области функционирования измерительных датчиков и сенсоров ; получить базовые знания об основах построения систем автоматики и роботизации, языках программирования и особенностях интеллектуальных роботов; получить базовые знания об основах автоматизации технологических процессов производства электронных элементов и устройств.

4 ПЭПиУ II часть 4 Расписание занятий по курсу « Лазерные и микроволновые системы и автоматизация технологических процессов» гр. Э-56, осень 2009 г. II неделя Лекции Вторник, 1 пара, Е-202. Консультации Пятница, 5 пара МОДУЛЬ 1: Посещение лекций Решение типовых задач Выполнить автореферат по АТП РЕЙТИНГ 2: Посещение лекций Решить 5 задач и объяснить их решение Защитить реферат по АТП (индивидуальное задание) ЗАЩИТА АВТОРЕФЕРАТА (индивидуального задания) Теоретический материал Решение задач ЗАЧЕТ: Допуск к экзамену Сданный реферат (индивидуальное задание) Зачтены оба модуля

5 ПЭПиУ II часть 5 Оценка в баллах за изучение II части дисциплины « Лазерные и микроволновые системы и автоматизация технологических процессов» СодержаниеБалл Сроки сдачи 1 Посещение лекций 5 В течение семестра 2 Решение типовых задач и Составление автореферата 5 Срок сдачи – 7-ая неделя 3 Модуль 1-й Суммируется со 2 п. 4 Решение типовых задач Оформление реферета 5 Срок сдачи – 15-ая неделя 5 Защита реферата 5 Срок сдачи – 15-ая неделя 6 Мордуль 2-й 20 Суммируется с 4 и 5 пп. ВСЕГО:55

6 ПЭПиУ II часть 6 Лекция 1 Системы мобильной радиосвязи Развития и интеграции мобильной связи в телефонную сеть общего пользования (ТФОП) происходил по мере совершенствования технологии построения мобильных станций (МS), создания многоканальных РРЛ базовых станций (ВS), разработки программного обеспечения процессами оценки качества составных каналов и автоматического контроля местоположения движущихся МS. Радиосредства мобильных систем связи включали специальные автоматизированные адаптивные радиостанции, позволяющие организовать радиосвязь но принципу радио-АТС. Установление связи здесь осуществлялось автоматически с автовыбором требуемого абонента. Функционирование мобильных радиосистем обеспечивалось по специальным программам, вводимым в бортовые компьютеры радиостанций. Дальнейшее внедрение систем мобильной радиосвязи в сети ТФОП, ведет к созданию единой интегральной телекоммуникационной системы, позволяющей применять различные информационные технологии и формы представления информации (телефон, передача данных, факс и др.)

7 ПЭПиУ II часть 7 Участки (1) радиолинии между мобильными станциями (МS) и базовыми станциями (ВS). Участки (2) многоканальные соединительные линии (СЛ) между ВS и центром коммутации подвижной службы (ЦКПС). Участки (3) магистральные соединительные линии (МСЛ) между радиоуровнем и фиксированной сетью ТФОП. Система связи подвижной службы (ССПС) общего пользования является двухуровневой составной телекоммуникационной сетью, включающей систему мобильной радиосвязи (первый уровень) и телефонную сеть общего пользования ТФОП (второй уровень) и обеспечивает функции коммутации и распределения информации в каждой из составных частей.

8 ПЭПиУ II часть 8 Множество 1 размещаемых по всей зоне обслуживания (3О) системы и позволяют обеспечивать устойчивую радиосвязь любого мобильного абонента радиоуровня, в какой бы точке 3О он не находился, с другим мобильным абонентом или с абонентом фиксированной сети ТФОП через ЦКПС выполняющей роль автоматического радиокросса (обеспечивающего коммутацию различных МS между собой н 3О, коммутацию МS с абонентскими телефоннными аппаратами сети ТФОП, а также выход на ЦКПС других ЗО. В настоящее время применяются различные виды ССПС, определяемые структурой построения радиоуровня: региональные мобильные системы наземной связи (транкинговые (пучковые) и линейные системы индивидуальной связи); глобальные мобильные системы спутниковой связи (системы с ретрансляцией в космосе и системы с ретрансляцией на земле); системы персонального радиовызова (СПРВ) (прямого вызова, репитерного вызова и вызова через спутниковый ретранслятор).

9 ПЭПиУ II часть 9 Принципы построения систем связи Региональные ССПС Транкинговые (пучковые) мобильные системы строятся на основе базовых ретрансляционных управляющих пунктов (сайтов), обеспечивающих электромагнитное покрытие зоны обслуживания Транкинговые (пучковые) мобильные системы строятся на основе базовых ретрансляционных управляющих пунктов (сайтов), обеспечивающих электромагнитное покрытие зоны обслуживания. Основным принципом организации связи здесь является создание разговорных групп (РГ), которые формируются по принципу общей заинтересованности пользователей в информации (разговор пары абонентов слышат все абоненты этой радиосети) и удобен в ведомственных системах: воинские подразделения, пожарная служба, скорая помощь, милиция и т.д. Достоинства: охват больших зон обслуживания путем формирования многосайтовых систем. Недостаток транкинговой связи не систематическая связь с абонентами из-за наличия теневых участков в зоне электромагнитного покрытия.

10 ПЭПиУ II часть 10 В территориальных (сотовых) системах мобильной связи В территориальных (сотовых) системах мобильной связи обеспечивается индивидуальноый вызов любого подвижного абонента системы на выделенной рабочей частоте. Основным принципом организации связи в сотовых системах является создание радионаправлений с ретрасляций сигналов. Основным способом улучшения качества радиоканалов явилось устранение теневых зон путем деление всей зоны обслуживания на более мелкие субзоны путем введения множества ВS. Для централизованного управления системой все ВS субзоны соединяются с помощью СЛ со специальной диспетчерской станцией ЦКПС. Каждая ВS обслуживает свою территорию, поэтому такие сиcтемы называются территориальными. В пределах каждой соты соблюдается условие связности, т.е. каждая ВS устанавливается в точку, обеспечивающую устойчивую связь с любой МS, находящейся в пределах площади соты. Достоинства: высокое качество каналов с мобильными абонентами и возможность создания больших зон обслуживания. Недостатки существенное увеличено количество каналов радиосвязи и сложности оборудования и инфраструктуры, обеспечивающей связь системы сo стационарной сетью телефонной связи.

11 ПЭПиУ II часть 11 Линейные ССПС Линейные ССПС создавались как средство повышения сервисных услуг ТФОП для удаленных телефонных абонентов. Для организации связи создаются радионаправления между базовыми телефонными аппаратами (базовыми терминаломи), которые подключаются к линии телефонной связи, с мобильными телефонными аппаратами (мобильными терминалами абонентов). Система позволяет использовать создаваемый радиоканал при перемещении мобильного терминала абонента в пределах ограниченного расстояния. Основу линейной системы составляет дуплексная пара рабочих частот (дуплексный канал), обеспечивающий связь мобильного терминала (МТ) абонента с базовым терминалом (ВТ), соединенным с линией телефонной связи. Другим вариантом использования линейных мобильных систем является организация радиоканала между носимой МS и бортовой МS при выходе абонента из подвижного объекта. Таким образом, линейные ССПС позволяют с помощью радиоканалов обеспечивать «удлинение» кабеля телефонной трубки (радиоудлинитель). Достоинства: удобство эксплуатации, возможность более эффективного использования стационарной телефонной сети. Недостатки ограниченные расстояния радиолинии, а также возможность несанкционированного использования абонентского телефонного аппарата.

12 ПЭПиУ II часть 12 Глобальные ССПС аналогичны наземным мобильным системам, но здесь в качестве ВS используются бортовые многоканальные радиостанции (ВSб) искусственных спутников земли (ИСЗ), размешенных на низких орбитах вращения (рис. 35). Система узконаправленных антенн BSб позволяет обеспечивать высокий энергетический потенциал радиолиний в любой точке зоны обслуживания на земле и использовать маломощные передатчики и слабонаправленные антенны МS для непосредственной связи с ВSб, на орбите (принцип трубка в руке). Связь мобильного абонента может осуществляться либо ретрансляцией по радиоканалу между BSб и соседних ИСЗ (ретрансляция в космосе), либо путем ретрансляции по наземным магистральным линиям связи (ретрансляция на земле). Системы спутниковой радиотелефонной связи позволяют обеспечивать связь между мобильными абонентами различных континентов, поэтому такие системы часто называются глобальными системами мобильной связи.

13 ПЭПиУ II часть 13 Системы персонального радиовызова (СПРВ) являются радиальными системами с односторонней связью, в которых радиосообщения передаются мобильному абоненту в виде коротких формализованных команд. Здесь для передачи от абонента ТФОП требуемому мобильному абоненту СПРВ используется радиоканал между базовым передатчиком и носимым терминалом абонента (радиоприемником). Сообщения от телефонного абонента поступают на базовый передатчик через контрольно-оконечную станцию (КОС), подключенную к стационарной сети ТФОП (рис. 36). Форма радиосообщений может быть цифровой и аналоговой. Сообщения отражаются на дисплее приемного терминала или излучаются в виде звуковых сигналов («блип-блип» отсюда название блипповые системы связи). Аналоговые сообщения принимаются в виде коротких фраз или слов. Приемные терминалы СПРВ миниатюрные радиоприемные устройства, которые заранее настраиваются на общую рабочую частоту базового радиопередатчика. Поскольку основной задачей системы является поиск (paging) подвижного абонента и передача команды сообщения, то такие системы часто называются пенджинговыми, а приемные терминалы пользователей пейджерами. Пейджер может хранить в своей памяти несколько сообщений и извещать о них не только звуком и отображением, но и вибросигналом («вызов из кармана»).

14 ПЭПиУ II часть 14 Увеличение зоны обслуживания системы обеспечивается путем использования достаточно мощных базовых передатчиков, территориальных ретрансляторов (репитеров) и размещения их антенн на значительных высотах (в том числе и на ИСЗ). Каналы подвижной радиосвязи совокупность терминалов и линий радиосвязи, обеспечивающих прием-передачу сообщений от источников к получателям посредством ЭМВ. Каналы подвижной радиосвязи совокупность терминалов и линий радиосвязи, обеспечивающих прием-передачу сообщений от источников к получателям посредством ЭМВ. Терминалы включают радиопередатчики, радиоприемники и АФУ, которые могут быть приемными, передающими и приемо- передающими (каждый из них является радиостанцией). Терминалы включают радиопередатчики, радиоприемники и АФУ, которые могут быть приемными, передающими и приемо- передающими (каждый из них является радиостанцией). Источником (получателем) сообщений может быть абонент, осуществляющий радиотелефонную связь, или оконечное устройство цифровой автомат (микропроцессор, ЭВМ), осуществляющий обработку дискретной информации. Принципы построения систем связи

15 ПЭПиУ II часть 15 При передаче телефонных сообщений первичные электрические сигналы от микрофона интерфейса пользователя поступают на радиопередатчик. При приеме телефонных сообщений первичные электрические сигналы с выхода радиоприемника поступают на телефон интерфейса пользователя. При телекодовой радиосвязи цифровые последовательности от ЭВМ поступают на радиостанцию через модем, который обеспечивает их преобразование в помехоустойчивую форму с требуемой скоростью передачи. При приеме телефонных сообщений первичные электрические сигналы с выхода радиоприемника поступают на телефон интерфейса пользователя. При телекодовой радиосвязи цифровые последовательности от ЭВМ поступают на радиостанцию через модем, который обеспечивает их преобразование в помехоустойчивую форму с требуемой скоростью передачи. В мобильных системах, микропроцессор и операционный блок объединяются в единое устройство, входящее совместно с радиостанцией в состав мобильных терминалов. В состав МS входят также оконечные устройства (микрофон, телефон, операционный блок управления).

16 ПЭПиУ II часть 16 В зависимости от типа и назначения системы связи каналы могут быть симплексными и дуплексными В зависимости от типа и назначения системы связи каналы могут быть симплексными и дуплексными. В симплексных каналах В симплексных каналах радиосвязь организуется на одной рабочей частоте, на которую настраивается радиоприемник и радиопередатчик МS. Сообщения передаются попеременно то в одну, то в другую стороны. Такие системы являются локальными (автономными) и не могут сопрягаться со стандартными каналами стационарных сетей ТФОП. Наиболее часто симплексный принцип обмена сообщениями применяется в транкинговых системах радиосвязи диапазона декаметровых волн (ДКМ). Дуплексные радиоканалы используются в мобильных системах радиотелефонной связи общего пользования (сотовой и спутниковой мобильных системах связи), а также в радиоудлинителях. Дуплексные радиоканалы используются в мобильных системах радиотелефонной связи общего пользования (сотовой и спутниковой мобильных системах связи), а также в радиоудлинителях. Радиосвязь между радиостанциями организуется на двух рабочих частотах - частоте передачи fпрд и приема fпр, при этом используются малоэффективные антенны с круговой диаграммой направленности. Радиолинии мобильной связи используют, как правило, диапазон от метровых до сантиметровых волны, которые практически не отражаются от ионосферы и распространяются прямолинейно (поверхностыми волнами), либо через тропосферу и ионосферу.

17 ПЭПиУ II часть 17 Коэффициента преломления радиоволн в тропосфере на протяжении трассы радиосвязи (28) и не оказывает влияния на прямолинейность коротких траекторий трасс радиосвязи. Достоинствами диапазона являются: большая емкость, позволяющая создавать значительное количество каналов радиосвязи с достаточно широкими полосами частот Nf = (fмакс fмин)/ fk, где Nf количество рабочих частот (каналов радиосвязи); fмакс, fмин максимальная и минимальная частоты используемого диапазона; fk ширина полосы частот, выделяемая на один канал радиосвязи. возможность применения стандартных помехоустойчивых видов работы (телефон, передача данных, телеметрия) с классами сигналов FЗ (частотная модуляция), F1 (частотная манипуляция), F9 (относительно-фазовая манипуляция), что позволяет передавать цифровые сообщения со скоростью 1200,.3600 бит/с; отсутствие влияния атмосферных помех и аддитивных сосредоточенных помех дальних УКВ радиостанций. Недостатки: большие затухания сигналов на трассах радиосвязи, (особенно в городах) достигающие дБ;

18 ПЭПиУ II часть 18 значительные колебания уровней радиосигналов при движении объектов с глубиной замираний дБ; воздействие взаимных помех, создаваемых радиостанциями мобильной системы связи, при одновременной работе в ограниченном объеме пространства; воздействие сосредоточенных помех других связных излучающих систем, работающих в ближней зоне электромагнитного взаимодействия (радиорелейные, радиолокационные, телевизионные станции), а также не связных излучающих объектов (рентгеновские аппараты, сварочные аппараты и др.). Затухание, дифракция и отражение радиоволн При распространении радиоволн в свободном пространстве амплитудное значение напряженности ЭП сигнала на расстоянии r от передающей антенны (уменьшается обратно пропорционально расстоянию связи r) определяется выражением: (29) где излучаемая мощность радиопередающего устройства; коэффициент направленного действия передающей антенны; характеристика направленности антенны в горизонтальной и вертикальной плоскостях. При распространении радиоволн в тропосфере потери напряженности поля будут определяться тангенсом угла потерь (29) где (30)

19 ПЭПиУ II часть 19 Дисперсионные свойства приземного слоя тропосферы (до высоты 8 км) определяются ее газовым составом, температурой, давлением и влажностью. «Нормальная тропосфера» с параметрами Т = 288 К, р = 0,10 13 кПа и влажностью 60% для диапазона УКВ является диэлектриком tg

20 ПЭПиУ II часть 20 Воздействие тропосферы на распространение радиоволн оказывается не основным. Более существенное влияние оказывает подстилающая поверхность трассы радиосвязи (земля). Почва земли включает сухой грунт и водные растворы солей, которые определяют существенные разбросы дисперсионных параметров: з диэлектрической проницаемости и з удельной проводимости земли. Вследствие этого на трассе радиосвязи могут проявляться эффекты отражения и поглощения радиоволн. Условия распространения радиоволн определяются тангенсом угла потерь в земле tg = 60 з / з.

21 ПЭПиУ II часть 21 где зн = /r, з = /r, где При tg >1 преобладающим оказывается ток проводимости и земля проявляет свойства отражения радиоволн. При tg < 1 в подстилающей поверхности трассы радиосвязи преобладающим оказывается ток смешения. Часть энергии электромагнитного поля сигнала под углом преломления распространяется вглубь земли и поглощается в виде тепловых потерь на движение молекул. При низкоподнятых антеннах поглощение энергии электромагнитного поля в земле увеличивается. Коэффициент тепловых потерь в земле определяется коэффициентом Ван дер Поля: (32) При высокоподнятых антеннах потери в земле оцениваются коэффициентом А. Б. Введенского: С учетом влияния неоднородной среды распространения радиоволн и подстилающей поверхности (земли) выражение амплитудного значения напряженности поля сигнала в месте приема принимает вид: (33) (34)

22 ПЭПиУ II часть 22 Из-за влияния коэффициентов з, зн напряженность поля сигнала в месте приема по мере распространения радиоволн существенно снижается. Реально трассы радиосвязи мобильных систем имеют участки подстилающей поверхности с различными значениями з, з. Однако, вследствие сравнительно небольших дальностей мобильной радиосвязи значения параметров могут браться усредненными. Обычно берутся значения з, з соответствующие параметрам «влажной почвы» з = (0,1….0,01), з = (15…..30), следовательно, подстилающая поверхность трасс мобильной радиосвязи для диапазона УВЧ является полупроводником, а для диапазона СВЧ приближается к диэлектрику. Причинами потерь напряженности поля радиосигналов в месте приема является также рельеф местности. Поскольку антенны радиостанций находятся в непосредственной близости от земли, то на трассах радиосвязи появляются крупномасштабные объекты, которые экранируют приемные антенны от передающих, затрудняя или полностью исключая условия прямой видимости. Чем больше пересеченность местности, тем большее влияние она оказывает на условия прямой видимости станций. Ослабление поля сигнала при этом зависит не только от величины просвета трассы радиосвязи, но и расстояний до экранирующего объекта (рис. 39, а)

23 ПЭПиУ II часть 23 Параметры трассы радиосвязи h0, ra, rб, а также длина волны определяют значение обобщенного параметра потерь d: (35) который определяет размеры той части пространства между радиостанциями А и В, в которой распространяется основная доля энергии ЭМП, называемой областью существенной при распространении радиоволн. Если величина экрана не будет превышать радиус R первой зоны Френеля (рис., б), то напряженность поля сигнала в месте приема будет практически соответствовать напряженности поля при открытой трассе.

24 ПЭПиУ II часть 24 Если же величина экрана будет больше радиуса первой зоны Френеля, то несмотря на формально закрытую трассу, ослабление напряженности поля сигнала будет определяться в зависимости от дифракционного параметра d (эффект дифракции огибание радиоволнами крупных экранирующих объектов). При расчете неподвижных (стационарных) линий УКВ радиосвязи дифракционное ослабление напряженности поля сигнала удобно учитывать с помощью коэффициента дифракционных потерь дн, определяемого как функцию параметра d графическим путем. В мобильных системах связи в процессе движения МS параметры трасс радиосвязи h 0, r a, r б постоянно изменяются. Графический способ оценки коэффициента дп оказывается непригоден. Для подвижной системы коэффициент дифракционных потерь оценивается экспоненциальной зависимостью: (36)

25 ПЭПиУ II часть 25 Показатель дифракционных потерь дп в разнородной трассе формируется путем ее деления на множество участков ri, в пределах каждого из которых условия экранирования могут считаться постоянными. В этом случае выражение показателя дифракционных потерь записывается в виде С учетом коэффициента дифракционных потерь амплитудное значение напряженности поля сигнала в месте приема (34) примет вид: Мощность сигнала на входе радиоприемника Рпр при максимальной направленности передающей антенны F(, ) = 1 выражаемая через эффективную площадь приемной антенны А эф = 0,25D пр 2 / и мощность сигнала в точке приема, удаленной на расстояние r от передающей антенны Pc = P D прд /4 r 2 определяется как (37) (38) (39)

26 ПЭПиУ II часть 26 Отношение Р пр /Р является переменным коэффициентом передачи канала Р пр /Р = е -2 дн, где = 0,25D D пр зн з 2 / r 2, поскольку показатель дп при движении МS является случайной величиной, формируемой суммированием независимых случайных величин z i и r i. В соответствии с центральной предельной теоремой плотность вероятности случайной величины дп будет иметь нормальный закон распределения:,(40) где соответственно дисперсия и математическое ожидание показателя В соответствии с (40) плотность коэффициента передачи канала будет иметь логарифмически-нормальный закон распределения:,(41) где К = Р пр /Р модуль коэффициента передачи канала; соответственно дисперсия и математическое ожидание.

27 ПЭПиУ II часть 27 Таким образом, мощность сигнала в месте приема, формируемая регулярным лучом, при движении МS будет изменяться по логарифмически-нормальному закону, определяя общие медленные замираний всех частотных составляющих радиосигнала, относительно его медианного значения. Статистические исследования трасс мобильной радиосвязи в диапазонах УКВ показывают, что отражающими объектами могут быть отдельные участки земли, а также отдельные объекты для которых выполняется условие tg > 1. Отражающие объекты играют роль вторичных (пассивных) излучателей. Отраженные лучи при этом будут иметь различные разности хода, так как расстояние от вторичных излучателей до приемной радиостанции будут различными. Таким образом, на входе радиоприемника даже при экранировании регулярного луча появится радиосигнал, образованный путем интерференционного сложения отраженных лучей.

28 ПЭПиУ II часть 28 Поскольку в процессе функционирования системы МS постоянно перемещаются, то изменяется и количество отражающих объектов с различной эффективностью отражения и разностью хода лучей. Вследствие этого, отраженный сигнал на входе радиоприемника будет постоянно колебаться (флуктуировать). Мощность сигнала на входе радиоприемника, создаваемая путем интерференционного сложения мощностей отраженных лучей, является флуктуирующей мощностью Рфл, (42) где Р iооп мощность сигнала, формируемая в месте приема i-м отраженным лучом; z количество отраженных лучей в точке приема. При наличии только флуктуирующей мощности в месте приема плотность распределения модуля коэффициента передачи канала будет определяться законом Релея:, (43) где К = Р пр/ Р модуль коэффициента передачи канала; k дисперсия модуля коэффициента передачи канала.

29 ПЭПиУ II часть 29 Колебания флуктуирующей мощности в отличие от дифракционных колебаний регулярной мощности имеют существенно меньший период и проявляются при передаче цифровых кадров. Интерференционные замирания сигнала могут возникать также вследствие перемещения объектов с различной скоростью, в результате проявления доплеровского сдвига частоты :,(44) где тр диэлектрическая проницаемость среды распространения радиоволн (тропосферы); Vr радиальная составляющая скорости перемещения объекта; с скорость распространения радиоволн. Величина fд зависит от угла между направлением передачи и вектором радиальной составляющей скорости перемещения объекта. В результате доплеровского сдвига несущей частоты сдвигается весь спектр частот передаваемого сигнала или его часть. Частота флуктуаций уровня сигнала при движении объектов особенно проявляется в условиях города f фл = (1...2)V/.(45)

30 ПЭПиУ II часть 30 При скорости км/ч периоды флуктуаций составляют Тфл = (0,4…0,8). При увеличении скорости перемещении объекта спектр сигнала, сдвигаясь по оси частот, может не совпадать с основной избирательности радиоприемников. Особенно чувствительными к доплеровским искажениям оказываются мобильные системы с угловой модуляцией. При построении приемопередающей аппаратуры мобильной радиосвязи этот недостаток устраняется с помощью системы автоматической подстройки частоты и введением аквалайзеров при обработке сигналов. При энергетических расчетах каналов мобильной системы связи быстрые замирания учитываются через коэффициент интерференционных замираний из. Таким образом, при отсутствии эффекта полного экранирования трассы радиосвязи и наличии в месте приема отражающих объектов образуется результирующая мощность сигнала как результат наличия регулярной Ррег и флуктуирующей Рфл мощностей: Ррез = Ррег Рфл. Наличие дифракционных логарифмически-нормальных замираний составляющей Ррез, и интерференционных (Релеевских) замираний составляющей Рфл, определяет условие локальной стационарности канала, как отношения мощностей q2 = Ррег/Рфл.

31 ПЭПиУ II часть 31 При q2 > 10 интерференционные замирания, как результат наличия отраженных лучей, практически не ощутимы и проявляются только вследствие доплеровского сдвига частоты при движении МS. Использование антенн направленного действия, диаграммы направленности которых частично перекрываются, позволяет формировать круговую диаграмму направленности ВS. Кроме того, предусматривается возможность изменения излучаемой мощности и её автоматическую регулировку в каждом отдельном субканале. Энергетические соотношения в радиоканалах Если на площади (в пространстве) работает управляемая группа (ансамбль) МS, обслуживаемых одной ВS – ретранслятором, то организационное построение такой группы может соответствовать соте или сайту мобильной радиосистемы.

32 ПЭПиУ II часть 32 Энергетические соотношения в радиоканалах Условие связности в ансамбле МS может быть записано в виде энергетического соотношения: Параметр связности n 2 позволяет оценивать надежность радиосвязи как вероятность связи с требуемым качеством в течении заданного времени работы радиолинии (сеанса связи Рсв(v2 v2пор) = tнс/Тр. Поскольку условие v2 v2пор при длительных сеансах связи не выполняется, то общее время работы Tp = tнс + tос формируется из отрезков времени наличия связи tнс и отсутствия связи tос. Р пр /Р = е -2 дн, = 0,25D D пр зн з 2 / r 2 Rпр = 3,57 (h 1 0,5 + h 2 0,5)

33 ПЭПиУ II часть 33 Лекция 10 Сотовые системы стандартов NMT-450 (NMT-900) f p = 25 кГц N = 180 NМТ-450 i NМТ-900N= 1000 f 1 = 1,2 кГц f 2 = 1,8 кГц I 0 F1-600 f сдв = 600 Гц В = 1200 бит/с f р Гц f р 300 Гц F m = b/l = 600 Гц (Nordic mobil Group System Deseription) Для создания дуплексных радиоканалов и обеспечения максимальной развязки между каналами приема и передачи частотные участки систем поделены на 2 части Такое разделение обеспечивает частотный разнос между каналами передачи и приема в каждом канале f p = 10 МГц для системы NМТ-450i и f p = 34,5 МГц для системы NМТ-900. Теоретически в системе не существует ограничения по количеству радиоканалов в зоне обслуживания, так как максимальная емкость КЦ составляет Nн = номеров.

34 ПЭПиУ II часть 34 Структурное построение ССПС NМТ-450i (NМТ-900) дежурный прием (прием и передача служебных кодограмм); установление связи (прием и передача кодограмм вызова); ведение связи (прием и передача аналоговых сигналов).. Структура ССПС приведена на рисунке и является двухуровневой иерархической системой связи с централизованным автоматическим диспетчированием.

35 ПЭПиУ II часть 35 Первый радиоуровень мобильная часть, в которой каналы связи формируются с помощью радиотрактов МS и ВS. Второй уровень стационарная часть, в которой каналы связи формируются с помощью коммутируемых соединительных линий. Соединение первого и второго уровня осуществляется унифицированным интерфейсом (стыком), роль которого играет ЦКПС. Это обеспечивает возможность использования различной аппаратуры первого уровня с фиксированной сетью общего пользования (ТФОП). Коммутационный центр цифровая телефонная станция, в состав которой входят интерфейсы со стационарной сетью проводной телефонной связи и мобильной сетью радиотелефонной связи. Основное назначение КЦ состоит в каналообразовании и организации графика в одной или нескольких выделенных зонах обслуживания (зонах трафика). Каждая BS в зоне обслуживания является интерфейсом между радиотрактами и КЦ. Основным назначением BS является формирование радиоканалов с МS и ретрансляция передач на КЦ. Для одновременного обслуживания нескольких MS каждая BS использует несколько дуплексных радиоканалов. Таким образом, BS является многоканальной приемо-передающей радиостанцией, выполня- ющей роль радиокросса (узла радиоканалов) и ретранслятора сигналов.

36 Деление зоны обслуживания на ТЯ осуществляется по принципу комбинации различных сот. Большие и зонтичные соты имеют радиус зон обслуживания Rзо = км. Излучаемые мощности бортовых МS составляют Рs = 6 Вт, а носимых МS рs = 1 Вт. Малые соты имеют радиус зон обслуживания Rзо = км. Излучаемые мощности бортовых и носимых MS составляют Рх = 0,1 Вт. Микросоты имеют радиус зон обслуживания Rзо = 0,5...2 км. Наличие зонтичных сот позволяет реализовать принцип организации «сота в соте», что повышает надежность установления связи в сложных условиях пересеченной местности. Деление зоны обслуживания на отдельные территории, кроме обеспечения требуемых уровней сигналов в местах приема, позволяет также существенно ускорить процессы коммутации (образования каналов), что увеличивает пропускную способность системы. Время, затрачиваемое на коммутацию каналов существующей аппаратурой, составляет: при вызове от MS 4 с; при вызове от сети ТФОП 2 с; время освобождения канала 0,75 с. ПЭПиУ II часть 36

37 ПЭПиУ II часть 37 Организацией радиосвязи в зоне трафика предусматривается использование нескольких каналов, отличающихся только по принципу использования: канал вызова (данных); канал трафика (разговора); канал доступа (оценки качества радиолинии). Канал вызова используется только для передачи вызывных кодограмм со стороны КЦ к MS. Канал доступа используется только для передачи вызывных кодограмм со стороны MS к КЦ. Каналы трафика используются для организации разговоров после обмена вызывных кодограмм по каналам вызова (доступа). Закрепление каналов за ТЯ осуществляется только путем программирования BS. Поскольку полосы частот приема и передачи каждой стойки (модуля) BS различны, то каждая стойка имеет свой блок антенно-фидерного оборудования. В качестве антенных устройств BS могут входить ненаправленные антенны типа «штырь» и направленные антенны типа ЛПА (логопериодическая антенна). Использование антенн направленного действия позволяет создавать значительные площади зон обслуживания BS (площади зон покрытия). Режимы работы ССПС стандартов NМТ-450i (NМТ-900) Режимы работы ССПС стандартов NМТ-450i (NМТ-900) Мобильная система связи в процессе функционирования может условно находиться в трех состояниях (режимах работы): дежурный прием (прием и передача служебных кодограмм); установление связи (прием и передача кодограмм вызова); ведение связи (прием и передача аналоговых сигналов).

38 Режим дежурного приема соответствует состоянию системы, когда заявки на разговоры от пользователей не поступают, но между элементами системы периодически осуществляется обмен служебной цифровой информацией. Служебная информация циркулирует между MS и КЦ через BS, а также между BS и КЦ. Инициатором обмена служебной информацией может быть любой элемент системы. Основной целью обмена служебной информацией является актуализация данных о местоположении MS в зонах обслуживания (роуминг) и контроль состояния системы. Процесс определения координат местоположения мобильной станции в зонах обслуживания называется роумингом и осуществляется в автоматическом режиме. Команды на роуминг формируются в соответствии с алгоритмом работы элементов системы, а также подаются принудительно пользователем. Поскольку MS систематически и произвольным образом перемешаются по территории (зоне) обслуживания, то каждая из них может оказаться в зоне действия любой BS, обслуживаемой одним КЦ, и в зоне действия BS, обслуживаемой другим КЦ, а также в зонах обслуживания других государств. В любой момент времени функционирования КЦ должен «знать», какие MS находятся в его зоне трафика и какой конкретно BS они обслуживаются. Кроме того, КЦ должен без ошибки идентифицировать любую MS, вошедшую в его зону обслуживания. Процесс выявления полных данных о МS и ее функциональных возможностях называется идентификацией MS. ПЭПиУ II часть 38

39 ПЭПиУ II часть 39 Контроль качества канала Мобильная станция перестраивается на предложенный рабочий канал трафика и принимает измерительный сигнал, называемый пилот-тоном или нуль-сигналом, с частотой fпт =4 кГц от BS и измеряет его уровень. Далее пилот-тон ретранслируется MS по обратному каналу трафика на BS, которая по этому сигналу оценивает качество выделенного канала по параметру n и передает данные измерения на КЦ. В случае положительного результата этот канал трафика закрепляется за MS. Одновременно КЦ посылает вызывной сигнал на АТС (МТС) с номером вызываемого стационарного абонента. Скиповая очередь Скиповая очередь Если на новой BS нет ни одного свободного разговорного канала, то MS ставится в скиповую очередь. Переключение каналов трафика может также осуществляться и в пределах полосы частот одной BS, когда в работающем канале увеличивается уровень помех во время ведения разговора и ухудшается отношение сигнал/шум.

40 Кроме организации скиповой очереди в МТХ предусмотрены также: очередь MS с приоритетом; очередь абонентов В; очередь абонентов с передачей данных; очередь на переключение полосы частот. Отдельная очередь с приоритетом организуется для группы привилегированных MS в случае отсутствия свободного качественного разговорного канала в момент вызова. Отдельная очередь абонентов В организуется в случае если ни один из свободных каналов не пригоден для организации трафика. Отдельная очередь абонентов А и В организуется для MS, оснащенных аппаратурой ПД. ПЭПиУ II часть 40

41 ПЭПиУ II часть 41 Мобильная и базовая станции ССПС стандарта NМТ-450i Базовая станция ВD-28N ССПС стандарта NМТ-450i Выполняет роль интерфейса, обеспечивающего стык между MS и ЦКПС. Поскольку каждая BS обеспечивает обслуживание группы MS, находящихся в ее зоне электромагнитного покрытия, то основной функцией BS является ретрансляция сигналов (сообщений) от MS к коммутационному центру и обратно. Требование ретрансляции сообщений одновременно от нескольких MS обуславливает необходимость наличия в BS нескольких дуплексных радиоканалов. Таким образом BS, представляет собой много- канальную автоматизиро- ванную радиостанцию (ра- диоретранслятор), управляемую коммутацион- ным центром (МТХ) моби- льной системы.

42 ПЭПиУ II часть 42 Функциональная схема базовой станции ВD-28N Тракт передачи базовой станции Основными элементами BS являются: блок каналов; блоки объединения ВЧ каналов передачи (комбайнеры); многоканальный ВЧ ответвитель приема; шлейф для испытаний по ВЧ; блок согласования по ВЧ; блок интерфейса.

43 ПЭПиУ II часть 43 Тракт приема блока каналов базовой станции Мобильная станция ССПС стандарта NМТ-450i К наиболее широко используемым типам MS отно- сятся Delta Benefon, Sigma Benefon, Forte Benefon, С1аss Ultra Benefon производства фирмы ВЕNЕ- FОNОY и 440 Nokia; 450i Nokia, 720 Nokia Используемые MS различаются по месту применения (носимые, офисные, бортовые), выходной мощности передатчиков и конструктивному исполнению, однако имеют общие технические характеристики и функциональные особенности, определяемые их системным использованием. Планом частот определяется разделение используемого спектра на две части. Нижняя часть спектра 453, ,5 МГц используется для формирования каналов передачи, а верхняя часть спектра 463, ,5 МГц для формирования каналов приема MS.

44 ПЭПиУ II часть 44 Между нижним и верхним частотными участками существует защитный интервал fз = 457, ,0 МГц. В каждом из частотных участков приема и передачи формируется сетка фиксированных частот с разносом fс = 25 КГц. Это позволяет получить количество фиксированных частот равное N f = (f макс – f мин )/ f с = =180. В MS предусмотрена также возможность формирования сетки фиксированных частот с интервалом fс = 20 КГц. Количество фиксированных частот при этом увеличивается до N = 225. Основными структурными группами MS являются: Основными структурными группами MS являются: группа приемопередатчика (ТСU); передающий тракт модулирующих сигналов (ТХ); приемный тракт модулированных сигналов (RХ); модем цифровых FFSK сигналов (SЕ); группа обработки и контроля (RCU); группа оперативного управления (ОСU); интерфейс пользователя (IU). Каждая из структурных групп выполняет определенные специфические функции в соответствии с алгоритмом работы MS. Группа приемопередатчика Тransctiver Unit (ТСU) обеспечивает преобразование аналоговых и цифровых FFSK сигналов в радиосигналы в диапазоне частот 453, ,5 МГц при передаче и радиосигналов в диапазоне частот 463, ,5 МГц в аналоговые и дискретные сигналы при приеме. Она включает радиопередатчик (NТ2), радиоприемник (NR2) и синтезатор частот (NS2).

45 В соответствии с типом MS приемопередатчик обеспечивает получение требуемой выходной мощности радиосигнала и ее регулировку при передаче и требуемого уровня сигналов при приеме при заданном соотношении уровней сигнала и помехи (шума). Передающий тракт модулирующих сигналов Voice Processing Circuits (ТХ АUDIO NА5) обеспечивает обработку первичных электрических сигналов звуковой частоты, поступающих от микрофона (ВМ) интерфейса пользователя (IU), дискретных FFSK сигналов, поступающих из модема (SЕ), пилот- сигнала, поступающего из приемного тракта, модулированных сигналов (RХ АUDIO NА5) и коммутацию этих сигналов на вход радиопередатчика (NТ2) приемопередатчика (TCU). В стандарте DCS-1800 каждый частотный участок включает 374 фиксированные частоты с шагом сетки частот f C = 200 КГц.Частотные участки имеют защитный интервал 1, ,805 ГГц. Частотный разнос между каналами передачи и приема в каждом дуплексном канале составляет f C = 95 MГц. ПЭПиУ II часть 45

46 ПЭПиУ II часть 46 Особенности формирования радиоканалов в стандартах GSM-900 (GSM-1800). Мобильные системы транкинговой радиосвязи Структурное построение транкинговых радиосистем Принципиальным различием ССПС стандартов GSM-900 и GSM-1800 яв- ляются использование более высокочастотного участка частотного диапа- зона. Это позволяет получить в стандарте GSM-1800 значительно большее ко- личество дуплексных радиоканалов, повысить помехоустойчивость и качество связи. Сотовые ССПС цифровых стандартов GSM-900 и GSM-1800 существенно отличаются от аналого-цифровых стандартов NМТ-450i (NМТ-900): способами модуляции сигналов и кодирования сообщений; способами формирования каналов трафика. Если в стандартах ММТ-450i (NМТ-900) обмен служебной информацией осуществляется с помощью цифровых сигналов, а процесс трафика с помощью аналоговых сигналов, стандарты GSM-900 и GSM-1800 являются принципиально цифровыми системами, в которых вся информация передается в цифровой форме. Это обуславливает и существенные различия в построении аппаратуры связи и технических характеристиках аналоговых и цифровых систем. Если в стандарте NМТ-900 применяется частотное разделение каналов и узкополосная частотная модуляция сигналов, то стандарт GSM-900 использует частотно-временное разделение каналов и импульсно-кодовую модуляцию сигналов.

47 Стандарты цифровых систем GSM-900 и GSM-1800 используют диапазоны частот МГц и 1,71...1,88 ГГц соответственно. Такое разделение частотных участков позволяет обеспечить разнос между каналами передачи и приема в каждом дуплексном канале равный f C = 45 КГц. В стандарте DCS-1800 каждый частотный участок включает 374 фиксированные частоты с шагом сетки частот f C = 200 КГц.Частотные участки имеют защитный интервал ,805 ГГц. Частотный разнос между каналами передачи и приема в каждом дуплексном канале составляет f C = 95 MГц. ПЭПиУ II часть 47

48 Особенностью формирования каналов приема и передачи в цифровых стандартах ССПС является использование принципа ППРЧ (псевдо-случайных прыжков рабочих частот) во временной области. Суще- ство работы системы по принципу ППРЧ состоит в следующем. Для работы передатчика (приемника) выделяется не одна, а нес- колько рабочих частот. В процессе передачи сообщений передатчик нахо- дится на первой частотной позиции определенное время, а затем переска- кивает на другую частотную позицию. Интенсивность переключения рабочих частот составляет А = 217 скачков в секунду (медленное ППРЧ). Таким образом осуществляется пре- рывистая передача речи на различных частотных участках. Для упоря- дочения передачи (приема) информации стандартный цифровой кадр (ТДМА кадр) делится на 8 частей (0...7), каждая из которых передается на своей временной и частотной позиции. Включение режима ППРЧ осу- ществляется только при наличии в тракте модуляции речевого сигнала. В паузах речи и после окончания разговора передатчик отключается. В стандартах GSM-900 (GSM-1800) применяется импульсно-кодовая модуляция сигналов (GMSК) с индексом модуляции ВТ-0,3. Для преобра- зования речи в импульсную последовательность используется речевой КОДЕК, скорость передачи которого составляет В пр = 13 кбит/с. В ВТS преобразование речевых сигналов обеспечивается базовым контроллером (ВЗС). Каждая базовая станция может одновременно формировать дуплексных радиоканалов. ПЭПиУ II часть 48

49 4.8. Мобильные системы транкинговой радиосвязи 4.8. Мобильные системы транкинговой радиосвязи Транкинговые системы в отличие от сотовых систем индивидуальной радиотелефонной связи являются системами групповой радиосвязи и строятся по принципу формирования разговорных групп (РГ) или радиосетей, составляемых из абонентов MS из условия общей заинтересованности абонентов в получаемой информации. Каждой РГ (радиосети) на время разговора выделяется один дуплексный или симплексный радиоканал. Совокупность равнодоступных каналов, выделяемых нескольким РГ (радиосетям), составляет канальную базу (trunk) системы. Для обеспечения связи большому количеству М мобильных радиоабонентов, распределенных по разговорным группам, выделяется ограниченное количество N радиоканалов (рабочих частот). Использование условия М > N основано на статистической неравномерности потока заявок на вызовы даже в часы наибольшей нагрузки системы. Принцип организации радиосвязи по радиосетям позволяет получить значительную экономию радиочастотного ресурса при большом количестве радиоабонентов. Это обеспечивает существенное снижение эксплуатационной стоимости транкинговых радиосистем по сравнению с сотовыми системами такой же абонентской емкости. ПЭПиУ II часть 49

50 Другим принципиальным отличием систем транкинговой связи от систем сотовой связи является способ организации телетрафика. В сотовых системах коммутация каналов и управление осуществляется на уровне фиксированной сети единым на всю зону обслуживания (3О) центром коммутации подвижнеой службы (ЦКПС). Базовые станции только ретранслируют сообщения в ЦКПС. В транкинговых же системах эта функция выполняется на радиоуровне (базовым коммутационным оборудованием каждого сайта). В транкинговых, как и в сотовых системах, реализуется возможность вызова абонента стационарной телефонной сети подвижным радиотелефонным абонентом РГ, а также вызова подвижных абонентов абонентами стационарной телефонной сети. Однако, в отличие от сотовых систем эти функции распространяются только на привилегированных абонентов. Кроме функций радиотелефонной связи Транкинговые системы обеспечивают возможность передачи данных (ПД) и реализацию функций определения координат местонахождения МS на местности. Организация телетрафика между абонентами в РГ осуществляются базовыми контроллерами, которые принимают вызовы от МS и предоставляют им дуплексные радиоканалы для обеспечения разговоров, то есть ридиосвязь. в РГ осуществляется через сайтовый радиоретранслятор. ПЭПиУ II часть 50

51 Транкинговые ССПС в зависимости от площади зон об- служивания могут быть односайто- выми и многосайтовыми. Примером многосайтовой транкинговой ССПС может служить система SmartZone, разработанная компанией MOTO- ROLA. В многосайтовой системе 3О создается несколькими сайтами, соединенными между собой высоко- скоростными каналами через зоно- вый коммутатор передачи данных (ЗКПД). Для этого в состав базового оборудовании каждого сайта входит каналообразующее оборудование (КО), обеспечивающее формирова- ние цифровых потоков с другими сайтами. Для органичипии между- сайтовой связи используют выде- ленные многоканальные соедини- тельные линии. ПЭПиУ II часть 51 Структурное построение транкинговых радиосистем Структурное построение транкинговых радиосистем

52 В односайтовых системах 3О формируется в виде одной телекоммуникационной ячейки (ТЯ), обслуживаемой комплектом базового оборудования. Структура односайтовой транкинговой ССПС показана на рисунке. Системный комплект базового оборудования сайта включает следующие функциональные группы: базовое оборудование (базовый многоканальный ретранслятор, комбайнерная система, АФУ, базовый контроллер с телефонным ингерконнектом), ПЭПиУ II часть 52

53 ПЭПиУ II часть 53 полевое оборудование (комплекс мобильных портативных и бортовых MS и полевых ретрансляторов). Количество канальных пар ретранслятора определяет канальную базу (trunk) сайта. Базовый контроллер является центральным процессором сайта, обеспечивающим автоматизацию процессов каналообразования и контроля. Автоматизация процессов коммутации и контроля в транкинговых ССПС основана на обмене цифровыми сигналами адресации и управления по специальному управляющему каналу единому для всех MS сайта. Так, в аналоговых транкинговых ССПС стандарта SmartNet в соответствии с протоколом адресации и управления (табл. 4.2) по управляющему каналу со скоростью В = 3600 бит/с циркулирует цифровой поток, формируемый из временных кадров. Таким образом, каждая из MS и РГ в цифровом потоке имеет свое временное окно и может включиться для подачи кодограммы вызова. Программное обеспечение базового контроллера позволяет формировать индивидуальных адресов MS и 4096 адресов РГ

54 Цифровые транкинговые ССПС в настоящее время активно внедряются в существующие телекоммуникационные системы, заменяя аналоговые системы. В системах групповой (транкинговой) радиосвязи широкое применение нашли цифровые технологии ТЕТRА, SEQURENET, АSТRО, разработанные фирмой МОТОRОLА. Наиболее функционально полной является технология АSТRО, разработанная для цифровой связи служб общественной безопасности стран североамериканского континента. Технология АSТRО использует протокол АРС025, позволяющий реализовать перспективные цифровые способы передачи (приема) и совмещать работу с широкораспространенными аналоговыми транкинговыми системами. Технология АSТRО обеспечивает существенное повышение качества речевых сообщений и данных, расширение объема цифровых команд управления по сравнению с аналоговыми системами, более эффективное использование выделяемой полосы частот, гарантиро- ванное закрытие (конфиденциальность) информации. Цифровые транкинговые ССПС, использующие технологию АSТRО, как и аналоговые транкинговые системы производства фирмы МОТОRОLА, могут строиться путем организации и наращивания односайтовых (Smart 2 АSТRО) или многосайтовых систем (SmartSone АSТRО). ПЭПиУ II часть 54 Особенности построения цифровых транкинговых ССПС

55 Типовая излучаемая мощность портативных МS транкинговых систем составляет Вт, бортовых МS Вт, а передатчиков В Вт. В МS применяются штыревые антенны с малыми коэффициентами направленного действия, а ВS используют как правило специализированные (секториальные) АФУ. Неравенство в энергетических потенциалах дуплексных радиолиний между МS и ВS приводит к появлению так называемых «мертвых точек» в зонах обслуживания, когда ВS не принимает сигналы от МS, а МS принимают сигналы от В5 с высоким качеством. Данный недостаток особенно проявляется в цифровых системах радиосвязи в виде регистрации больших «пачек» ошибок не поддающихся исправлению. Эффект неравенства качества радиоканалов, создаваемых MS и BS в цифровых транкинговых системах, строящихся по технологии АSТRО, устраняется с помощью использования так называемых «удаленных приемников», размещаемых соответствующим образом в зоне обслуживания и связанных соединительными линиями (СЛ) с ASTRO- компаратором (рисунке ниже). ASTRO-компаратор принимает цифровые сигналы передающей МS сразу от нескольких удаленных приемников, что позволяет отслеживать качество сигнала и выбирать тот удаленный приемник, который принимает сигнал с наименьшими искажениями. Такая структура наделяет систему способностью выбирать наиболее качественный канал и называются системами полного покрытия зоны обслуживания (То1а1 Агеа Соvегаgе - ТАС). ПЭПиУ II часть 55

56 Технология АSТRО позволяет формировать также гибридную аналогово-цифровую транкинговую систему, использовать радиоканалы с шагом сетки частот 12,5 и 25 кГц при работе в аналоговом и цифровом режиме. Цифровой режим позволяет удвоить количество рабочих частот, что обеспечивает существенное повышение эффективности системы с синхронным излучением за счет увеличения количества одновременно работающих MS. Гибридный принцип ASTRO-технологии, кроме формирования цифровых управляющих сигналов, позволяет обеспечивать: формирование субтоновых управляющих сигналов в течение всего сеанса связи с непрерывной передачей данных о характере сеанса; динамическое распределение радиоканалов контроллером сайта в режиме ведения полудуплексной связи; формирование гибкой системы приоритетов с организацией очередей обслуживания запросов на установление и продолжение сеансов связи; обеспечение функции администрирования абонентов системы (отключение MS из системы в случае ее утери, определение доступа к телефонному интерконнекту, перегруппировка разговорных групп при изменении оперативной обстановки). ПЭПиУ II часть 56

57 ПЭПиУ II часть 57 Особенности построения цифровых многосайтовых систем связи Построение цифровых многосайтовых систем возможно как простым наращиванием односайтовых систем с базовыми контроллерами типа SmartNet ASTRO, так и формирования многосайтовой системы SmartNet Sone ASTRO. Первый путь создания многосайтовых систем не требует замены существующего базового оборудования. При этом многосайтовая система будет сохранять основные функциональные возможности одно- сайтовых систем. Многосайтовая система SmartNet Sone ASTRO наделяется допол- нительными функциями. К ним относятся: программирование списка сайтов системы; контроль выхода MS за пределы зоны радиопокрытия сайта и определение ее местонахождения в пределах других сайтов; предоставление голосовых каналов и каналов ПД MS различных сайтов с указанием номеров сайтов, номеров разговорных групп и индивидуальных номеров MS; формирование команд зоновой сигнализации, используемых для сквозного управления системой; непрерывная передача по управляющим каналам сийтов и каналов инфраструктуры системы сигналов управления по непрерывному контролю качества сквозного канала и динамической смене радиоканалои при их поражении;

58 автоматическая регистрация MS в сайте и в системе; непрерывный мониторинг разговор- ных каналов сайтов и прогнозирован- ное системное ранжирование каналов по их качеству; разрешение или запрещение принци- па динамического распределения ка- налов для системы в целом; централизованное предоставление каналов выделенным абонентам сис- темы для связи с абонентами сети ТФОП; одновременный вызов нескольких разговорных трупп или всех пользо- вателей системы и передача общей информации; динамическое перегруппирование разговорных групп в сайтах; обеспечение самодиагностики отде- льных компонентов и всей системы. Технология ASTRO позволяет форми- ровать многосайтовую систему, вклю- чающую 48 сайтов с высокой и низкой плотностью, с общим количеством абонентов абонентов в ЗО. ПЭПиУ II часть 58

59 ПЭПиУ II часть 59 Системы персонального радиовызова (СПРВ) Мобильные СПРВ предназначены для организации вызова абонентов, местоположение которых неизвестно. Так как абоненты системы могут перемещаться в пространстве, то процесс вызова требуемого абонента соответствует его поиску. Поэтому такие системы часто называются поисковыми или пейджинговыми системами (от англ. paging поиск), а индивидуальное радиоприемное устройство пейджер (миниатюрный радиоприемник с встроенной антенной). В отличие от сотовых и транкинговых систем мобильной радиосвязи, использующих общую группу свободнодоступных рабочих частот (trunk), пейджинговые системы работают на одной рабочей частоте, на которую настраиваются базовый радиопередатчик и пейджеры системы. Вызов требуемого мобильного абонента осуществляется путем передачи цифровой кодограммы, содержащей номер (адрес) вызываемого пейджера. Для организации модуляционных линий могут использоваться линии телефонной связи (СЛ), а также специальные линии радио и радиорелейной связи (РРЛ), создающие прямые каналы между КОС и базовой станцией.

60 ПЭПиУ II часть 60 Мобильные СПРВ с многочастотным комбинаторным и линейным бинарным кодированием Примером мобильных систем персонального вызова, использующих принцип многочастотного комбинаторного кодирования (МЧКК), являются пейджинговые системы стандартов «Беллбой» и «Пакет-Белл» (США). Она использует принцип автоматического диспетчирования при приеме заявок на вызовы. Последовательность вызова состоит в следующем. На телефонном аппарате набирается семизначный номер вызываемого мобильного абонента СПРВ. Первые три цифры (например, 125) предназначены для установления соединения абонента сети ТФОП с КОС через АТС. Последние четыре цифры (например, 3200) служат для преобразования их в кодированные сигналы вызова. В КОС двоичная кодовая комбинация последних четырех цифр от АТС поступает на входные регистры и далее в блок контроля номеров, где с помощью преобразователя контроля числа производится проверка принадлежности данного четырехзначного номера к группе разрешенных номеров, предназначенных для работы АТС с системой «Беллбой». При положительном результате проверки принятое число (3200) пропускается блоком контроля регистров в свободные цепи схемы накопления. Схема обеспечивает поочередную запись сигналов вызова в преобразователь кода и через блок контроля числа подает сигнал ответа вызывающему абоненту сети ТФОП (передается речевое сообщение «вызов абоненту послан»). Это сообщение слышится в трубке ТА. Структурная схема тракта передачи СПРВ «Беллбой» Цепи накопления служат своеобразной буферной памятью поступающих от сети ТФОП сигналов. Они собирают сразу несколько номеров. Это обусловлено тем, что запросы на вызов принимаются быстрее, чем передаются сигналы радиовызова. Схема управления накопителем выбирает принятые номера в порядке поступления запросов на радиовызов.

61 ПЭПиУ II часть 61 Мобильные СПРВ с многочастотным комбинаторным и линейным бинарным кодированием Структурная схема приемной части СПРВ «Мультитон» Структурная схема тракта приема системы «Беллбой» Из различных СПРВ с двоично-цифровым кодированием наиболее широкое применение нашли стандарты «Мультитон» (Англия) и МОТОROLA (США). Они имеют самый разнообразный набор оборудования как для малых учреждений (до 900 абонентов), так и для крупных предприятий и городов (до 100 тысяч абонентов). Существуют варианты с ручным и автоматическим диспетчированием, с передачей речевого сообщения, с передачей дополнительной информации в виде определенных звуковых тонов и цифровой индикацией на дисплее из жидких кристаллов. Структурная схема передающей части СПРВ «Мультитон» Общий тракт приема собран по супергетеродинной схеме с двойным преобразованием частоты. Частоты гетеродинов fг1 и fг2 стабилизированы кварцами. Тракт приема до усилителя УПЧ2 выполнен на навесных элементах. Тракт усиления, включающий усилитель УПЧ2, ограничитель, детектор, УЗЧ, триггер Шмитта, выполнен в виде одной гибридной интегральной схемы.

62 ПЭПиУ II часть 62 Общий тракт приема собран по супергетеродинной схеме с двойным преобразованием частоты. Частоты гетеродинов fг1 и fг2 стабилизированы кварцами. Тракт приема до усилителя УПЧ2 выполнен на навесных элементах. Тракт усиления, включающий усилитель УПЧ2, ограничитель, детектор, УЗЧ, триггер Шмитта, выполнен в виде одной гибридной интегральной схемы. Общий тракт приема собран по супергетеродинной схеме с двойным преобразованием частоты. Частоты гетеродинов fг1 и fг2 стабилизированы кварцами. Тракт приема до усилителя УПЧ2 выполнен на навесных элементах. Тракт усиления, включающий усилитель УПЧ2, ограничитель, детектор, УЗЧ, триггер Шмитта, выполнен в виде одной гибридной интегральной схемы. Устройства сопряжения (УС) преобразуют, поступающие от модемов цифровые последовательности в форму, необходимую для модуляции радиопередающих устройств РПДУ1, РПДУ2. В УС предусмотрены регулируемые линии задержки для коррекции (выравнивания) времени задержки при прохождении сигналов вызова по СЛ1 и СЛ2 (различной длины). Это обеспечивает синфазное включение и выключение обоих передатчиков и передачу ими сигналов радиовызова. Устройства сопряжения (УС) преобразуют, поступающие от модемов цифровые последовательности в форму, необходимую для модуляции радиопередающих устройств РПДУ1, РПДУ2. В УС предусмотрены регулируемые линии задержки для коррекции (выравнивания) времени задержки при прохождении сигналов вызова по СЛ1 и СЛ2 (различной длины). Это обеспечивает синфазное включение и выключение обоих передатчиков и передачу ими сигналов радиовызова. Каждый из передатчиков зарезервирован. Контроль работы РПДУ осуществляется в КОС. Каждый из передатчиков зарезервирован. Контроль работы РПДУ осуществляется в КОС. Для повышения надежности приема сигналов вызова диспетчер дважды набирает на ДП один и тот же номер вызова и дополнительную информацию. При этом сигнал повторного нызова вырабатывается в КУ через 16 с во избежание «накладки» в приемнике одинаковых вызовов. Для повышения надежности приема сигналов вызова диспетчер дважды набирает на ДП один и тот же номер вызова и дополнительную информацию. При этом сигнал повторного нызова вырабатывается в КУ через 16 с во избежание «накладки» в приемнике одинаковых вызовов. Документальная регистрация всех заявок на вызовы производиться печатающим устройством. Документальная регистрация всех заявок на вызовы производиться печатающим устройством. Общий тракт приема собран по супергетеродинной схеме с двойным преобразованием частоты. Частоты гетеродинов fг1 и fг2 стабилизированы кварцами. Тракт приема до усилителя УПЧ2 выполнен на навесных элементах. Тракт усиления, включающий усилитель УПЧ2, ограничитель, детектор, УЗЧ, триггер Шмитта, выполнен в виде одной гибридной интегральной схемы. Общий тракт приема собран по супергетеродинной схеме с двойным преобразованием частоты. Частоты гетеродинов fг1 и fг2 стабилизированы кварцами. Тракт приема до усилителя УПЧ2 выполнен на навесных элементах. Тракт усиления, включающий усилитель УПЧ2, ограничитель, детектор, УЗЧ, триггер Шмитта, выполнен в виде одной гибридной интегральной схемы. После триггера Шмитта цифровая последовательность из биимпульсной формы преобразуется в моноимпульсную и далее поступает на декодеры сообщения и адреса. После триггера Шмитта цифровая последовательность из биимпульсной формы преобразуется в моноимпульсную и далее поступает на декодеры сообщения и адреса. В декодере адреса принятый адресный сигнал сравнивается с запрограммированной для данного приемника кодовой комбинацией номера адреса. Номер адреса заранее запрограммирован путем определенных соединений выводов декодера и специального коммутатора номера адреса. В декодере адреса принятый адресный сигнал сравнивается с запрограммированной для данного приемника кодовой комбинацией номера адреса. Номер адреса заранее запрограммирован путем определенных соединений выводов декодера и специального коммутатора номера адреса. Завершается декодирование адреса проверкой совпадения обоих повторно передаваемых адресов. При их полном совпадении вырабатывается команда, по которой осуществляется дешифрация принятой дополнительной информации и преобразование ее в сигналы для цифрового индикатора и для звуковой сигнализации (УЗЧ). Завершается декодирование адреса проверкой совпадения обоих повторно передаваемых адресов. При их полном совпадении вырабатывается команда, по которой осуществляется дешифрация принятой дополнительной информации и преобразование ее в сигналы для цифрового индикатора и для звуковой сигнализации (УЗЧ). Декодер сообщения позволяет запоминать информацию о двух вызовах. Режим запоминания вызовов может обеспечивать безшумовой режим «вызов из кармана» (звуковая сигнализация абонентом отключается). С целью извлечения «задержанного» в памяти вызова и сброса принятого вызова предусмотрены специальные органы управления («память», «сброс»). Декодер сообщения позволяет запоминать информацию о двух вызовах. Режим запоминания вызовов может обеспечивать безшумовой режим «вызов из кармана» (звуковая сигнализация абонентом отключается). С целью извлечения «задержанного» в памяти вызова и сброса принятого вызова предусмотрены специальные органы управления («память», «сброс»). Система «Мультитон» (г. Москва), использующая два передатчика мощностью 250 Вт, с высотами подвеса антенн 360 и 180 метров имеет радиус уверенного приема 58 км. Число абонентов - до Система «Мультитон» (г. Москва), использующая два передатчика мощностью 250 Вт, с высотами подвеса антенн 360 и 180 метров имеет радиус уверенного приема 58 км. Число абонентов - до

63 ПЭПиУ II часть 63 К недостаткам следует отнести невозможность передачи больших объемов информации (из-за низкой скорости передачи 1,2...9,6 кбит/с) в реальном масштабе времени, а также введения сложных систем корректировки доплеровского сдвига частоты. Системы работают в диапазоне частот до 1 ГГц. К группе little LEO относятся стандарты ГОНЕЦ, Starsys, Faisat. Группа big LEO использует квазистациорнарные группировки КА на низких круговых орбитах вращения порядка 780 км и является основной для организации персональной радиотелефонной и пейджинговой связи. Суммарная потребляемая мощность ВSб в ССПС при формировании радиолиний земля-космос составляет порядка 230 Вт. Для обеспечения требуемых потенциалов радиолиний и передачи больших объемов информации и реальном масштабе времени стандарты спутниковых ССПС группы big LEO используют автоматические фазированные антенные решетки (АФАР). Создающие множество парциальных лучей в сторону земли. Каждый из лучей создает на поверхности земли свою ЗО. Таким образом формируется общие ЗО с диаметром более 4000 км. В группе big LEO работают широко распространенные стандарты спутниковых ССПС Iridium, GlobalStar, СИГНАЛ. Группа МЕО использует группировки КА на средневысотных орбитах вращения высотою км. К группе МЕО относятся широкораспространенные стандарты спутниковых ССПС Oddyssey, IS0, ELLIPSO. Проблема реализации персональной связи для наземных мобильных станций создаваемых по принципу «трубка в руке» из-за низких потенциалов радиолиний земля-космос остается не решенной. Наземная инфраструктура Наземная инфраструктура системы включает станции сопряжения (наземные базовые станции ВSн), центры управления системой (ЦУС), терминалы общего пользования и мобильные терминалы персональной связи (MS). Базовые станции сопряжения ВSб обеспечивают интерфейс радиоканальной части комплекса со стационарными сетями телефонной связи (ТФОП), телефакса и передачи данных. Терминалы общего пользования наземной аппаратуры являются средствами коллективной телефонной связи, используемой по принципу «телефон-автомат». Они устанавливаются в местах не оборудованных стационарной телефонной сетью, а также в труднодоступных участках местности (горных районах, островах, пустынях, тундре и т.д.). Мобильные терминалы персональной связи (МS) являются средствами индивидуального пользования по принципу «трубка в руке». Для обеспечения факсимильной связи и передачи данных (ПД) абонентской терминал дополняется модемом. Терминалы общего пользования и мобильные терминалы обеспечивают глобальную радиосвязь с абонентами через бортовые ретрансляторы спутников связи. Мобильные терминалы могут использоваться абонентами, находящимися в подвижных объектах сухопутного, морского и воздушного транспорта.

64 ПЭПиУ II часть 64 Космический сегмент Космический сегмент стандарта IRIDIUM включает 66 бортовых базовых станций (ВSб), размещаемых на низкоорбитальных искусственных спутниках земли (ИСЗ), имеющих круговые приполярные орбиты с высотой 780 км и углом наклона 86 градусов. Искусственные спутники земли распределяются по 6 орбитальным плоскостям, каждая из которых содержит 11 ВSб. Угловое расстояние между соседними орбитальными плоскостями составляет 3,6 градуса. Между 1 и 6 плоскостями угловое расстояние составляет 22 градуса. Антенные системы (шесть программно управляемых АФАР) каждой ВSб формируют 48 парциальных лучей с узкими диаграммами направленности, создающими общую зону покрытия участка земной поверхности. Причем, линия земля-космос работает на первичной основе, линия космос-земли на вторичной основе. Фидерные линии между бортовыми радиостанциями спутников BSб, и наземными станциями сопряжения ВSн работают в К-диапазоне частот фиксированной спутниковой службы (ФСС) 19,4...29,3 ГГц. Причем, линия космос-земля работает в полосе 19,4...19,6 ГГц; а линия земля- космос 29,1...29,3 ГГц. Для межспутниковой ретрансляции сигналов и создания сетки линий космической радиосвязи используется промежуточный участок К- диапазона частот в полосе 23, ,38 ГГц. Совершенствование ССПС в 21-м столетии, определяется общими тенденциями мирового экономического развития, порождающими новый гигантский сектор рынка информационных услуг.

65 Техническую основу рынка информационных услуг будут составлять телекоммуникационные технологии (микроэлектроника, большие интегральные схемы, электросвязь, новые сетевые архитектуры и стандарты), обеспечивающие: - высокоскоростную передачу данных (144…2 Мбит/с); - интеграцию услуг фиксированным и мобильным сетям связи; - интеграцию услуг локальным, региональным и глобальным; - прием мультимедийной информации на мобильный терминал; - интерактивное взаимодействие с Web-информацией и Internet- услугами; - создание многофункциональных терминалов. Международный Союз Электросвязи (ITV) выделяет преимущественное развитие систем мобильной связи, обеспечивающих активную работу потребителей. Важнейшим условием активной работы становится свобода передвижения и свобода выбора места и времени для принятия решения. ITV отмечает, что в 21-м столетии сети мобильной связи будут составлять важнейшую составляющую Глобального Информационного Общества Мобильные ССПС новых поколений будут не просто доступным, но и массовым средством телефонной связи. Рынок мобильной связи уже к 2010 г. превзойдет важную критическую черту количества пользователей 200 миллионов абонентов и еще более укрепит свои позиции. ПЭПиУ II часть 65

66 Европейская Комиссия по развитию мобильных коммуникаций, созданная в 1994 г. определила важнейшие принципы построения общеевропейской телекоммуникационной инфраструктуры и заложила основу технической политики по созданию Универсальной мобильной телекоммуникационной системы 3-го поколения DMTS (Universal Mobile Telecommunications System). Фирма INTEL CORPORATION объявила о разработке программ- драйверов для мобильных ПК и обеспечения развития базовой мобильной операционной системы Windows C, которая в течение ближайших 2…3 лет станет базовой операционной системой для интерактивного телевидения, автомобильных и носимых персональных компьютеров и мультимедийных радиотелефонов. В Северной Америке создана группа GSM Alliance поставила цель выработки согласованной технической политики и промышленной кооперации, обеспечивающих реализацию проекта Сетевого Компьютинга. Сетевой Компьютинг – это новая технологическая среда, основу которой составляют композиция технологий Web, Internet и мобильной связи. Сетевой Компьютинг должен составлять основу глобальной инфраструктуры мировой экономики, обеспечивающий перспективные коммуникационные инфраструктуры для офисных и корпоративных систем (на базе Internet) и распределенных систем глобального характера. ПЭПиУ II часть 66

67 ПЭПиУ II часть 67 В Японии при активной поддержке фирм ERICSSON и NOKIA уже в 2000 году заработаела мобильная связь 3-го поколения, а в Европе ведутся работы по созданию проекта ETSI в рамках ACTS по стандартизации протоколов радиодоступна, ориентированных на требования таких систем. Разрабатываемая гибридная технология TD/CDMA, названная FRAMES, позволит обеспечить: - широкий набор услуг мобильной связи; - скорости передачи данных: до 2 Мбит/с; - транспортные услуги по технологии коммутируемых каналов. Этот проект обеспечит преемственную связь двух международных стандартов UMTS и IMT-2000 с платформой GSM. Для стандарта UMTS выделяются дополнительные полосы частот: 2360…2400…2483,5…2520 и 2520…2670 МГц. Частотный спектр, предназначенный для использования UMTS, должен обеспечивать широкополосную связь и предоставление мультимедийных услуг в диапазоне скоростей передачи данных 144 кбит/с…2 Мбит/с.

68 Спутниковые ССПС относятся к системам глобальной связи, обеспечивающим в отличие от региональных ССПС доставку информации подвижным абонентам, находящимся в любой точке земного шара. Эффект глобализации связи достигается на основе переноса базовых ретрансляторов с поверхности земли в космическое пространство и обеспечения качественных каналов радиосвязи между наземными МS и бортовыми базовыми станциями (ВSб). В зависимости от массы КА, видов работы и высот орбит вращения различают 5 групп спутниковых ССПС. К ним относятся группы: little LEO, big LEO, MEO, NEO, GEO. Группа little LEO использует группировки легких КА, размещаемые на низких круговых орбитах вращения порядка 1000 км. Основное назначение ССПС группы little LEO состоит в передаче данных в виде коротких цифровых сообщений, организации электронной почты и определения местоположения объектов на местности. К положительным качествам ССПС группы little LEO относятся высокие энергетические потенциалы радиолиний при малой энергетике ВSб (выходные мощности передатчиков порядка Вт, коэффициент усиления антенн 2 дБ). Использование легких КА ( кг), запускаемых группой одним ракетоносителем, либо в качестве дополнительного груза обеспечивает сравнительно низкие экономические затраты при формировании космических сегментов. ПЭПиУ II часть 68 Спутниковые системы связи подвижной службы

69 69 ОСНОВЫ ТЕОРИИ АНТЕНН Антенны неотъемлемая составная часть любой радиотехнической системы. Это ycтройство, предназначенное для преобразования направляемых ЭМВ фидерной системы в расходящиеся ЭМВ свободного пространства, либо для преобразования свободных ЭМВ в направляемые волны фидера, и их пространственной фильтрации. Она должна удовлетворять следующим основным требованиям: – распределять электромагнитную энергию в пространстве по определенному закону, т.е. иметь заданную характеристику направ- ленности; – излучать ЭМВ без затрат электромагнитной энергии на тепло и отражение от входа; – обеспечивать требуемую поляризацию излучения. Дополнительные требования: обеспечение требуемых полосы рабочих частот, электрической прочности, шумовой температуры, парусности и т.д. Антенны классифицируют по диапазонам ЭМВ (декаметровые, дециметровые, сантиметровые и т.д.), по месту размещения (наземные, корабельные, самолетные, космические...), по применению (радиолокационные, радиорелейные, телевизионные...), по общности отдельных характеристик (направленные, ненаправленные, резо- нансные, широкополосные, линейной или круговой поляризации).

70 70 Мы будем классифицировать рассматриваемые антенны по принципу действия: – линейные антенны (вибраторные со стоячей волной тока и линейные излучающие системы с бегущей волной тока); – антенные решетки – системы однотипны излучателей; – апертурные антенны, излучающие через некоторую поверхность (раскрыв). Любую антенну условно можно расчленить на составные части: вход антенны, согласующее устройство, распределитель и излучающая система. Теория антенн базируется на решении уравнений Максвелла при использовании векторных потенциалов удовлетворяющие неоднородным уравнениям Гельмгольца, правые части которых представляют собой объемные плотности соответственно электрических и магнитных токов При расчете ЭМП используют два упрощения: Во-первых, полагают, что излучающая система исследуемой антенны находится в свободном пространстве. Во-вторых, считают, что поля находят в дальней зоне. При этом точное выражение для расстояния между точками источника и наблюдения заменяется приближенным,

71 71 Пренебрегая разностью хода в знаменателе и учитывая ее в показателе экспоненты функции Грина, где она, умноженная на коэффициент фазы, существенно влияет на фазу, получим векторные потенциалы в более простом виде Используя далее выражения полей через векторные потенциалы, учитывая, что дифференцирование в них ведется по точкам наблюдения R,, и отбрасывая несущественные в дальней зоне члены, пропорциональные 1/ R 2 и 1/R 3, получим поля в дальней зоне в виде При этом свойства ЭМП излучающей системы в дальней зоне: 1) Поле излучения представляет собой сферическую волну так как

72 72 2) В окрестности точки наблюдения поле приближенно носит характер плоской волны, так как участок сферы в дальней зоне можно считать плоским. При этом компоненты находятся в фазе и их отношение равно Z 0. 3) Угловые распределения составляющих вектора не зависят от R. 4) Поток мощности излучения направлен радиально Расчетное выражение для определения границы дальней зоны показывает, что при размере антенны L = 15 см и длине волны = 3 см дальняя зона начинается с расстояний R = 1,5 м, а для антенны с размером L = 60 см – R = 24 м, т.е. с увеличением размера антенны значение границы дальней зоны резко возрастает.

73 Диаграмма направленности антенн 9.1. Диаграмма направленности антенн Одной из основных характеристик антенны является векторная комплексная нормированная характеристика направленности. Она представляет собой зависимость амплитуды, фазы и поляризации напряженности поля излучения от направления на точку наблюдения и определяется в дальней зоне на фиксированном расстоянии R. Направление на точку наблюдения в сферической системе координат описывается двумя углами и (9.2) где F(, ) – амплитудная характеристика направленности; – поляризационная характеристика; Ф(, ) – фазовая характеристика. Амплитудной характеристикой направленности (диаграммой направленности) называется зависимость амплитуды напря- женности поля излучения от углов наблюдения и. Обычно пользуются нормированной диаграммой направ- ленности, т.е. отнесенной к её максимальному значению (9.3) где м и м – направление главного максимума.

74 74 Очевидно, что максимум нормированной диаграммы равен единице. Выражение диаграммы направленности вида (9.3) называют еще диаграммой направленности (ДН) по полю Кроме ДН по полю, на практике используют ДН по мощности которая дает зависимость модуля вектора Пойнтинга от направления на точку наблюдения. Диаграмму направленности можно изобразить графически, представив ее как поверхность, описываемую концом радиуса-вектора с длиной, пропорциональной значению. Существует четыре наиболее распространенных разновидности пространственных диаграмм, изображенных на рис. 9.2: тороидальная (а) – характерная для одиночных вибраторов, в том числе элементарных; игольчатая (б) – типичная для остронаправленных связных и радио- локационных антенн; веерная (в) – узкая в одной плоскости и широкая в другой, исполь- зуется в наземных и корабельных радиолокаторах; косекансная (г) – специальной формы, несимметричная разно- видность веерной, используется в самолётных и аэродромных радиолокаторах.

75 75 При изображении ДН в главных сечениях используют полярные или декартовы коор- динаты (рис. 9.3). Диаграммы в полярных координатах наглядны, обычно используются для представле- ния ДН слабонаправленных антенн. ДН остронаправленных антенн чаще изображают в де- картовых координатах. Обычно ДН имеет нес- колько лепестков, причем наи- больший называется главным, другие – боковыми. Ширина главного лепестка ДН определяется как угол в градусах или радианах между двумя направлениями, соответствующими заданному уровню мощности. (Например, 0,5 или –3 дБ – соответствует уровню 0,707 по полю и обозначается ).

76 76 Иногда используют ширину ДН по нулям или по уровню –10 дБ (0,1 по мощности или 0,316 по полю). Уровень боковых лепестков (УБЛ) характеризуется уровнем наибольшего лепестка по отношению к главному и обычно задаётся в дБ Слабонаправленные антенны (без боковых лепестков) харак- теризуются коэффициентом равномерности ДН N, соответствующему значению ДН в направлении минимального излучения. Векторный характер ЭМВ приводит к необходимости оценивать поляризационную эффективность антенны. Поскольку векторы всегда перпендикулярны, то достаточно знать ориентацию лишь одного из них, а именно вектора. Поэтому направление единичного вектора, а следовательно, и в (9.3) принято считать совпадающим с вектором.

77 77 Вектор называется вектором поляризации, а зависимость вектора поляризации от направления на точку наблюдения называется поляризационной диаграммой антенны. В сферической системе координат можно представить вектор в виде разложения на составляющие (9.4) при условии нормировки. В общем случае составляющие – комплексные. В (9.4) представлено разложение вектора на две ортогональные составляющие, т.е. в прямоугольном базисе, но возможны и другие разложения (например, в круговом базисе). В более общем случае в качестве базиса используют единичные векторы главной и паразитной поляризации ), причем под главной понимают ту поляризацию, на которую рассчитана антенна, а под паразитной (кроссполяризацией) – ортогональную ей. В этом случае вектор поляризации можно представить следующим образом. (9.5) где – составляющая вектора поляризации на главной поляризации (действительная величина). При этом 1 называется поляризационной эффективностью антенны, a 1 – 2 – долей паразитной составляющей ( – разность фаз между главной и паразитной составляющей).

78 78 Для совместного описания амплитудных и поляризационных свойств антенны используют ДН на заданной поляризации поля в поляризационном базисе ) Именно такие диаграммы получают при экспериментальном исследовании конкретных антенн. Фазовой характеристикой (диаграммой) антенны называется зависимость фазы излучаемого антенной поля главной поляризации от направления на точку наблюдения и при её перемещении по поверхности сферы в дальней зоне.

79 Мощность, сопротивление излучения и входное сопротивление 9.3. Мощность, сопротивление излучения и входное сопротивление Мощность излучения – (это вся мощность, излучаемая антенной) математически выражается как поток вектора Пойнтинга через замкнутую поверхность Так как поток вектора не зависит от формы и размеров замкнутой поверхности, а зависит только от мощности источников, находящихся внутри этой поверхности, то последняя выбирается лишь из соображений упрощения интегрирования. В сферической системе координат обычно выбирается координатная поверхность сферы. В этом случае, а так как, [Вт/м 2 ], то (9.6) Мощность излучения является физическим параметром, однако пользоваться этой величиной неудобно из-за зависимости ее от тока. Поэтому вводят другой параметр – сопротивление излучения. Сопротивлением излучения R называется фиктивное сопротивление, на котором как бы теряется мощность излучения. По определению (9.7) где I П – амплитуда тока в пучности, т.е. в максимуме распределения тока по антенне.

80 80 В случае, если пучность тока совпадает с точкой питания (например, в случае элементарных источников и коротких вибраторов), сопротивление излучения совпадает с активной составляющей входного сопротивления, а в остальных случаях – выражается через него. Можно показать, что для элементарного электрического вибратора (ЭЭВ) т.е. увеличивается с ростом. Для случая = 0,01, откуда видно, что элементарные источники очень трудно согласовать как с известными линиями передачи, так и со свободным пространством. Отсюда следует, что элементарные источники являются малоэффективными антеннами и практически не используются. Используя принцип перестановочной двойственности, можно из (9.6) получить выражение для сопротивления излучения элементарного магнитного вибратора откуда видно, что увеличивается с ростом. Из (9.6) и (9.7) можно записать соотношение (9.8) которое справедливо не только для элементарных источников, но и для любых двух антенн с одинаковой геометрией и конечными размерами, но возбуждаемых электрическими и магнитными токами.

81 81 Входное сопротивление антенны определяется как отноше- ние комплексной амплитуды напряжения на входе антенны к комп- лексной амплитуде тока в точках питания (9.9) Реактивная составляющая входного сопротивления обуслов- лена наличием реактивных полей вблизи антенны и рассчитывается методом наводимых ЭДС или методом эквивалентных схем. Активная составляющая выражается через сопротивление излучения антенны, отнесенное к току в точке питания (в общем случае не равное, отнесённому к току в пучности), и сопротивление потерь потерь Соотношение (9.8), справедливое для элементарных вибра- торов, может быть обобщено на входные сопротивления элект- рического и магнитного вибраторов и записано в виде (9.10) Благодаря этому соотношению оказалось возможным создание широкополосных антенн со слабой зависимостью входного сопро- тивления от длины волны за счет комбинации электрических и магнит- ных вибраторов.

82 82 Для магнитных антенн удобным оказывается введение понятий проводимости излучения и входной проводимости. С помощью соотношений (9.8), (9.10) получим расчетные формулы для проводимостей через соответствующие сопротивления в виде (9.11) Используя понятие нормированного напряжения в линии передачи, подводящей мощность СВЧ к антенне, определим входное сопротивление через комплексный коэффициент отражения (9.12) где Z ЛП – волновое сопротивление линии передачи. Это соотношение позволяет находить Z ВХ по экспериментально измеренному комплексному коэффициенту отражения. С помощью последнего также могут быть определены потери мощности на отражение, вызванные рассогласованием антенны с питающей линией, т е отличием ее входного сопротивления от волнового сопротивления линии передачи.

83 Коэффициент направленного действия 9.4. Коэффициент направленного действия Коэффициент направленного действия (КНД) показывает степень концентрации энергии в данном направлении и является одним из основных параметров направленных антенн. По определению КНД - это число, показывающее во сколько раз плотность потока мощности исследуемой антенны больше плотности потока мощности абсолютно ненаправленной антенны при одинаковых мощностях излучения обеих антенн. Так как в природе абсолютно ненаправленных (изотропных) антенн не существует, то вместо неё вводят понятие усредненной по поверхности сферы плотности потока мощности. Тогда КНД можно определить как отношение модуля вектора Пойнтинга в заданном направлении к величине вектора Пойнтинга, усредненной по поверхности сферы, т.е. где (4 R 2 – поверхность сферы). Обычно рассматривают КНД в направлении главного максимума M, M, который обозначают D (9.13) Из (9.13) можно получить (9.14) Последняя формула (9.14) удобна, если известна мощность или сопротивление излучения антенн

84 84 Более общую формулу для расчета КНД можно получить, пользу- ясь другим определением, согласно которому КНД есть отношение мощ- ности, излучаемой ненаправленной антенной, к мощности, излучаемой направленной антенной, при условии равенства полей в точке наблюдения в дальней зоне в заданном направлении Мощность, излучаемая направленной антенной, в соответствии с (9.6), равна Для ненаправленной антенны и интеграл по замкнутой поверхности равен 4. Тогда, согласно данному определению, получим (9.15) т.е. чем уже главный лепесток и ниже уровень боковых лепестков диаграммы направленности, тем больше КНД. У остронаправленных антенн КНД может достигать 10 7 – 10 8 и оценивается по формуле (9.16) где S – площадь излучающей поверхности, КИП – коэффициент использования поверхности

85 85 определяемый, как отношение КНД реальной антенны к КНД идеальной антенны с равномерным возбуждением (9.17) Для произвольного угла наблюдения КНД легко выражается через ДН по мощности Из определения КНД следует, что он увеличивается при уменьшении ширины диаграммы направленности и уменьшается при росте уровня боковых лепестков. Ширина диаграммы определяется в основном размером антенны, причем уровнем боковых лепестков (УБЛ) можно управлять в определенных пределах изменением амплитудного распределения, но обычно эти два параметра не являются независимыми. Для учёта вклада каждого из этих факторов в значение КНД его представляют в виде следующего выражения: (9.18) где D' – КНД по главному лепестку, т.е. КНД для случая ДН без боковых лепестков: (1 – В) – эффективность главного лепестка (луча): В – коэффициент рассеяния, зависящий от уровня боковых лепестков. Чем больше УБЛ, тем больше В, а следовательно меньше эффективность главного лепестка. Обычно для остронаправленных антенн В < 0,2, следовательно (1– В) 0,8.

86 Коэффициент полезного действия и коэффициент усиления 9.5. Коэффициент полезного действия и коэффициент усиления Коэффициент полезного действия (КПД) антенны, как и любого технического устройства определяется отношением полезной мощности к затраченной, т. е. (9.19) где Р П – мощность потерь. При учете только тепловых потерь получим выражение из которого видно, что КПД элементарных источников чрезвычайно низок из-за соизмеримости сопротивления излучения R и сопротивления потерь R` потерь. Вторым источником потерь является рассогласование фидера с антенной, что приводит к возникновению отраженной волны, наличие которой характеризуется коэффициентом отражения. Полный КПД при этом можно представить в следующем виде: (9.20) где – КПД обусловленный только потерями для согласованной антенны. Обычно тепловыми потерями можно пренебречь и КПД антенн оказывается достаточно высоким (80 – 90 %).

87 87 Коэффициент усиления антенны представляет собой отношение мощности, подводимой к идеальной ненаправленной антенне, к мощности, подводимой к направленной антенне, при условии равенства полей в точке наблюдения в дальней зоне в данном направлении. Сравнивая это определение со вторым определением КНД. можно заметить, что отличие заключается лишь в используемых мощностях. Так как подводимая к антенне мощность Р ВХ и мощность излучения Р связаны через КПД согласно (9.20), то коэффициент усиления (К У ) в направлении главного максимума определяется выражением (9.21) Параметры обычно называют основными параметрами антенны. Для антенн СВЧ благодаря высокому КПД КУ и КНД отличаются незначительно и иногда эти понятия не различаются Действующая длина и эффективная поверхность антенны 9.6. Действующая длина и эффективная поверхность антенны Определив поле излучения элементарного электрического вибратора (с равномерным распределением тока) можно по аналогии записать выражение поля излучения любой антенны с произвольным распределением тока, но вместо реальной длины подставить значение действующей длины (9.22)

88 88 Таким образом, – это параметр, связанный с размером антенны и распределением в ней тока. Для элементарных вибраторов, для других антенн. Этот параметр более всего применим к антеннам гектометровых и километровых волн (средне- и длинноволновым), распределение тока в которых можно измерять. Поскольку эти антенны выполнялись в виде мачт, то действующая длина иногда называется действующей высотой. Возможно применение этого параметра и для более сложных антенн. Выразим произвольной антенны, создающей поле излучения (9.22), через сопротивление излучения R и КНД. Для этого запишем мощность излучения формально через амплитуду тока в антенне и сопротивление излучения R и определим эту же мощность через вектор Пойнтинга, подставляя (9.22) в выражение для мощности излучения Приравнивая эти мощности с учетом выражения для КНД (9.15), поcле очевидных сокращений будем иметь (9.23)

89 89 Теперь не сложно получить выражение для эффективной поверх- ности антенны. Под эффективной поверхностью антенны понимают поверхность, через которую антенна собирает электромагнитную энергию. Эффективная поверхность определяется через геометрическую поверхность S и КИП (9.17) выражением S ЭФ = КИП S. (9.24) Подставляя в (9.23) значения КНД из (9.16) с учетом (9.24), получим (9.25) Для апертурных антенн S ЭФ непосредственно связана с геометрической площадью излучающего раскрыва, а для вибраторных и щелевых антенн вводится чисто формально Шумовая температура приемной антенны 9.7. Шумовая температура приемной антенны Согласно принципу взаимности, все параметры антенны в режимах приема и передачи совпадают, и поэтому антенны анализируются в основном в режиме передачи. Однако есть один специфический параметр, присущий только приемным антеннам - шумовая темпе- ратура. Этот параметр оценивает возможности приема антенной слабого сигнала на фоне шумов на входе приемника. Возникающие на входе приемника шумы по своей природе могут быть разделены на внешние (принимаемые антенной из внешнего пространства) и внутренние (возникающие в самой антенне и входных каскадах приемника за счет теплового движения электронов в неидеальных проводниках и диэлектриках).

90 90 Несмотря на различную природу и внешние, и внутренние шумы имеют одинаковый спектральный состав и эквивалентны по своему воздействию на радиоаппаратуру. Поэтому их суммарное воздействие принято оценивать с помощью единого параметра – шумовой температурой антенны – Т а, выраженной в Кельвинах. При этом Т а приписывается внутреннему сопротивлению антенны, а мощность шумов, подводимая к согласованному приемнику и приходящаяся на полосу частот f, может быть определена следующей основной формулой: где k = 1,38 l0 -23 Bт/Гц К – постоянная Больцмана. Полная мощность шумов на входе приемника Мощность сигнала на входе согласованного приемника можно пред- ставить как где П – модуль вектора Пойнгинга; – эффективная поверхность и КПД приемной антенны. Информативным параметром, оценивающим шумовые свойства приемной системы, является отношение мощности принятого сигнала к мощности шумов, называемое отношением сигнал – шум (9.26) где, [м 2 /К] иногда называют чувствительностью при- емной антенны. Полная шумовая температура антенны та включает в себя внешние шумы Т a и внутренние (флуктуации) т аф.

91 91 Внешние шумы пропорциональны и яркостной температуре неба Т Я ( ), которая учитывает излучение внеземных источников и шумы ионосферы. Для радиотелескопов имеются карты яркостной температуры, а для антенн с меньшей направленностью приближенно учитывается усредненная яркостная температура. Внутренние шумы связаны с потерями в проводниках и диэ- лектриках и поэтому пропорциональны (l – ) и физической температуре антенны, в качестве которой используют усредненную стандартную темпе- ратуру окружающей среды Т 0 = 288 К. Таким образом, Подставив полученное выражение для та в (9.26) с учетом (9.24), (9.16), получим (9.27) Рассмотрим теперь зависимость отношения S/N от в различ- ных диапазонах ЭМВ. На частотах f < 30 МГц (декаметровый, гектометровый, километ- ровый диапазоны ЭМВ) основным источником шумов являются грозовые разряды, которые представляют собой мощные короткие видеоимпульсы, основная часть спектра которых лежит в области частот f < 30 МГц. При этом внешние шумы значительно преобладают над внутренними, т.е. Т Я >> (1 – )T 0 + Т пр. Пренебрегая малыми слагаемыми в знаменателе, можно сократить в числителе и знаменателе и получим, что в этих диапа- зонах отношение S/N не зависит от КПД антенны.

92 92 Поэтому в этих диапазонах можно применять антенны с низким КПД к которым относятся, например, короткие вибраторы с, име- ющие КПД доли процента. Малую величину сигнала на входе при этом можно компенсировать повышением коэффициента усиления радио- приемного устройства. Другая картина наблюдается в СВЧ-диапазоне (метровый, дециметровый, сантиметровый и более высокочастотные диапазоны ЭМВ). В этом случае все слагаемые в знаменателе (9.27) равноценны и отношение S/N принципиально зависит от КПД антенны. Поэтому в этих диапазонах необходимо применять антенны с, что обес- печивается выбором размеров антенны и согласованием антенны с фидером. На СВЧ основным источником внешних шумов является излучение земной поверхности. Поэтому, например, для антенн косми- ческой связи необходимо, чтобы они не имели паразитных направ- лений приема этого излучения. Для этого применяют распределения токов в апертуре, спадающие до нуля на краю (без скачка) и обеспе- чивающие минимум боковых и задних лепестков. Для уменьшения внутренних шумов необходимо укорачивать фидер, т.е. смеситель и входные каскады приемника помещать как можно ближе к точке питания, а иногда и охлаждать.

93 Частотные свойства антенн 9.8. Частотные свойства антенн Диапазон рабочих частот определяется полосой частот, ограниченной f мин и f макс, в которой параметры антенны не выходят из заданных пределов. В зависимости от назначения антенны в качестве таких параметров могут служить КНД, ширина луча, входное сопротивление, КСВН входа антенны и т.д. Частотные свойства антенны характеризуются относительной полосой рабочих частот и коэффициентом перекрытия (9.28) Антенны с относительной полосой рабочих частот – f/f ср < 70 % принято называть узкополосными или резонансными. Для широкополосных антени f/f ср находится в пределах 10 – 50 %. Диапазонные антенны характеризуются коэффициентом перекрытия и сверхширокополосные или частотно-независимые имеют.

94 ВИБРАТОРНЫЕ АНТЕННЫ Вибраторы используются как самостоятельные антенны, так и в качестве элементов сложных антенн. Симметричным электрическим вибратором называется цилиндрический проводник длиною и радиусом а, питаемый в точках разрыва генератором высокой частоты (рис. 10.1). Под действием возбуждающей ЭДС генератора в вибраторе возникает электрический ток. Если ограничиться тонким проводником радиусом, расположенным вдоль оси z, то можно учитывать только продольную составляющую поверхностного электрического тока, от которой можно перейти к линейному току. Задача ставится следующим образом: по заданному возбуждению найти поля в дальней зоне Эта основная задача теории антенн разбивается на внутреннюю и внешнюю. Внутренняя задача – определение распределения тока по заданному распределению возбуждающей ЭДС. Внешняя задача – определение полей в дальней зоне по найденному распределению тока. После решения основной задачи можно определить все параметры антенны.

95 Распределение тока и заряда вдоль симметричного вибратора Распределение тока и заряда вдоль симметричного вибратора Из теории линий передачи следует, что в разомкнутой на конце линии без потерь устанавливается стоячая волна тока и напряжения, причем на конце линии ток всегда равен нулю, а напряжение максимально. Аналогия симметричного вибратора с разомкнутым на конце отрезком двухпроводной линии основана на возможном переходе от линии к вибратору. В первом приближении распределение тока на вибраторе будет описываться выражением, (10.1) где ток в пучности I П т.е. в максимуме определяется через ток в точке питания I 0 соотношением (10.2) Распределение линейного заряда Q(z) (напряжения) вдоль вибратора теперь может быть определено из уравнения непрерывности для объемных плотностей электрического тока и заряда которое в случае линейного тока будет выглядеть следующим образом: (10.3) где с – скорость света в вакууме.

96 96 Из анализа распределения тока и заряда можно выявить следующие характерные особенности распределения последних: – на концах вибратора всегда находится узел (ноль) тока и пучность (максимум) заряда; – на расстоянии /4 от концов вибратора всегда образуются пучности тока и узлы заряда, через /4 узлы и пучности меняются местами, – ток и заряд в каждой точке сдвинуты по фазе на 90 О во времени, – фаза тока и заряда вдоль вибратора меняется скачком на 180 О при переходе через ноль; – ток в точке питания непрерывен, а заряд имеет разрыв. В случае полуволнового электрического вибратора ноль напряжения в его середине позволяет крепить его в этой точке к металлической опоре без изолятора.

97 ДН симметричного электрического вибратора ДН симметричного электрического вибратора Для определения ДН симметричного электрического вибратора необходимо найти поля излучения вибратора в дальней зоне Задача определения полей составляет содержание внешней задачи для решения которой может быть применен метод суперпозиции (наложения). Смысл метода в том, что в дальней зоне ищется сумма полей от элементарных участков, на которые разбивается электрический симметричный вибратор (рис. 10.3). При выборе длины элементарного участка dz

98 98 Подставляя значения r 1 в (10.4), учтем разность хода в фазовом сомножителе, где она, умножаясь на коэффициент фазы, уже при значении, равном /2, приводит к противофазному сложению полей в точке наблюдения, и опустим ее из-за малости по сравнению с R в амплитудном сомножителе. Кроме того, учтем, что за счет параллельности лучей г 1, и R угол 1 = и суммирование полей в методе суперпозиции оказывается скалярным, а не векторным. Теперь, выполняя суммирование полей от элементарных участков с учетом сделанных замечаний в пределе, при dz 0, перейдем к интегрированию по длине вибратора. Принимая во внимание выражение для тока (10.1), интеграл удобно представить в виде суммы интегралов в пределах (0 ) и (– 0). Далее, используя значение табличного интеграла окончательно получим выражения для полей излучения симметричного вибратора в виде (10.6)

99 99 которые являются решением внешней задачи, а, следовательно, и основной задачи для симметричного вибратора. Из анализа выражения (10.6) видно, что поле излучения представляет собой сферическую волну с фазовым центром в середине вибратора, фаза убывает по линейному закону с расстоянием, а амплитуда – обратно пропорциональна расстоянию. Угловая зависимость в выражении (10.6) представляет собой ненормированную характеристику направленности (10.7) Из этого выражения видно, что в азимутальной плоскости (плоскость ) излучение не направлено, т.е.. При расчетах по формуле (10.7) необходимо иметь в виду, что при = 0 0 она имеет неопределенность вида 0/0, которая раскрывается по правилу Лопиталя и дает значение, равное нулю. Таким образом, симметричный вибратор не излучает вдоль своей оси, как и элементарный и вид ДН симметричного вибратора существенно зависит от величины или. При малых длинах вибратора, используя предельные соотношения (10.8) получим

100 100 В случае наиболее часто используемого на практике полуволнового вибратора формула (10.8) упрощается и принимает вид (10.9) Максимум ДН при этом соответствует = 90 0 и равен единице, т.е. диаграмма становится нормированной. Качественно ДН полуволнового вибратора совпадает с ДН элементарного вибратора, однако ширина ДН в меридиональной плоскости становится уже 2 0,5р = 78 0 в отличие от элементарного, у которого 2 0,5р = Можно показать, что при увеличении длины вибратора ширина главного лепестка ДН уменьшается, т.е. направленность увеличивается, однако при увеличении в диаграмме появляются боковые лепестки, обусловленные противофазными участками в распределении тока на вибраторе. Физически боковые лепестки объясняются тем, что появляются направления, в которых набег фаз на разности хода компенсирует противофазность в распределении тока. При увеличении длины противофазных участков увеличивается и относительная амплитуда боковых лепестков. При дальнейшем увеличении длины до значения в диаграмме остаются только боковые лепестки, т.к. из-за равенства длин синфазных и противофазных участков излучение в направлении перпендикуляра к оси взаимно компенсируется.

101 Сопротивление излучения, КНД и действующая длина симметричного вибратора 10.3.Сопротивление излучения, КНД и действующая длина симметричного вибратора Сопротивление излучения рассчитывают, согласно определению (9.7), по отношению к току в пучности, который нигде на вибраторе в нуль не обращается. Определяя модуль напряженности электрического поля из (10.5) и подставляя его в (9.6) после интегрирования по, получим (10.10) Для определения активной составляющей входного сопротивления, согласно (9.10), необходимо знать сопротивление излучения, отнесенное к току в точках питания R 0. Определяя мощности излучения по формуле (9.6) через R П и I П в одном случае и через R 0 и I 0 в другом, приравнивая их между собой, с учетом (10.1) найдем сопротивление излучения, отнесенное к току в точках питания (10.11) Для определения КНД симметричного вибратора в азимутальной плоскости ( = 90 ), где отмечается максимум напряженности электрического поля вплоть до значений = 0,64, целесообразно воспользоваться формулой (9.14), в которой Р выразим из (9.7) через R П и I П. После подстановки в (9.14) модуля электрического поля (10.5) с учетом (10.2) получим расчетное выражение для определения КНД (10.12)

102 102 Расчетные зависимости сопротивления излучения и КНД от, полученные по формулам (10.10) и (10.12), показаны на рис Из графиков видно, что при малых характер изменения R П и величина D соответствуют элементарному вибратору (D = 1,5). При увели- чении, до значений = 0,5 сопротивление излучения и КНД увели- чиваются, т.к. возрастает концентрация энергии в направлении = 90o (перпендикулярном оси вибратора) за счет сужения ДН в меридиональной плоскости. Для полуволнового вибратора =, наиболее часто при- меняемого на практике, R П = R 0 = 73,1 Ом; D =1,64. Для волнового вибратора R П = 199 Ом; D = 2,41. Максимум КНД наблюдается при = 0,625 (D макс = 3,36) и при дальнейшем увеличении резко падает за счет роста боковых лепестков, раздвоения главного лепестка и образования минимума в направлении = 90°. Действующую длину симметричного вибратора теперь можно определить, используя формулу (9.23). Подставляя в (9.23) полученное значение D (10.12) и r 0 (10.11), найдем действующую длину симмет- ричного вибратора, отнесенную к току в точках питания (10.13)

103 103 Для полуволнового вибратора ( = ) или 0,637 его полной длины. При, используя предельные соотно- шения (10.3), получим, т.е. действующая длина очень короткого вибратора равна половине его полной длины, что является следствием треугольного распределения амплитуды тока на нем. Если определить площадь, ограниченную распределением амплитуды тока на вибраторе, путем интегрирования выражения (10.1) с учетом (10.2) по длине вибратора то, принимая во внимание (10.13), получим, что А может быть представлена как площадь прямоугольника Таким образом, действующую длину можно трактовать как длину гипотетического излучателя с равномерным распределением тока, создающего в направлении максимального излучения такую же напряженность поля, что и реальная антенна.

104 Входное сопротивление симметричного вибратора Входное сопротивление симметричного вибратора Приближенное решения задачи для распределения тока на вибраторе дает большие погрешности при определении Z ВХ и не позволяет определить реактивную составляющую входного сопротивления, т.к. R 0 определялось по мощности излучения в дальней зоне, где реактивных полей нет. Для строгого определения входного сопротивления необходимо решать интегральное уравнение, что даже при использовании численных методов, представляет сложную задачу. В инженерной практике для определения входного сопротивления антенны (в том числе и вибратора) используют метод эквивалентных схем. Согласно этому методу анализируемой антенне ставится в соответствие некоторая эквивалентная цепь, зависимость Z ВХ которой эквивалентна поведению входного сопротивления антенны в диапазоне частот. Для симметричного вибратора удачной оказалась схема замещения в виде отрезка разомкнутой на конце двухпроводной линии с потерями. Условия эквивалентности состоят в следующем:

105 Длина отрезка линии и радиус проводников a полагаются равными длине и радиусу плеча вибратора. 2. Полная мощность потерь в отрезке линии и мощность излучения вибратора на всех частотах полагаются равными между собой. 3. Волновое сопротивление эквивалентной линии определяется приближенной формулой, дающей хорошее приближение для коротких вибраторов. 0м. (10.14) Здесь длина плеча вибратора играет роль усредненного расстояния между проводниками двухпроводной линии, радиус проводников двухпроводной линии а соответствует радиусу вибратора. 4. Эквивалентный коэффициент фазы равен – коэффициент замедления, который является функцией при задан- ном отношении. Безразмерная величина учитывает влияние торцов вибратора и то, что вибратор не является однородной линией.

106 106 Для определения погонного сопротивления R1 эквивалентной линии воспользуемся вторым условием эквивалентности, которое математически можно выразить в виде Подставляя распределение амплитуды тока (9.29) с учетом эквивалентного коэффициента фазы, получим Выполняя интегрирование, предварительно понизив степень sin, согласно формуле sin2 = 0,5 (1 – cos2 ), будем иметь.(10.15) Учитывая значительную величину погонного сопротивления, приходим к комплексному волновому сопротивлению где L 1, С 1 – погонные индуктивность и емкость эквивалентной линии. Вводя коэффициент затухания (10.16) и выполняя ряд последовательных преобразований получим комплексное волновое сопротивление в виде

107 107 Расчетное выражение для входного сопротивления вибратора теперь не сложно получить, если воспользоваться формулами теории длинных линий с потерями (10.17) Графики зависимости активной R ВХ и реактивной Х ВХ составляющих входного сопротивления симметричного вибратора от отношения для трех значений приведены на рис Из анализа приведенных зависимостей следует, что: – при изменении от 0 до 0,6 входное сопротивление имеет два резонанса (Х ВХ = 0). Первый при 0,25 характеризуется низким R ВХ (как у после- довательного колебательного контура) называется последовательным, второй при 0,45 характеризуется высоким R ВХ называется параллельным. При < 0,25 входное сопротивление носит емкостной характер, при = 0,25 входное сопротивление тонкого вибратора равно Z ВХ = 73,1 + j42,5 Ом; – при утолщении вибратора резонансные значения уменьшаются (смещаются влево) особенно для параллельного резонанса и тем сильнее, чем толще вибратор. Поэтому для обеспечения активного характера входного сопротивления вибратор укорачивают; – частотная зависимость входного сопротивления вибратора тем слабее, чем толще вибратор.

108 108 Входное сопротивление симметричного электрического вибра- тора. Таким образом, для расширения рабочей полосы частот целесообразно использовать толстые вибраторы с целью выравни- вания их Z ВХ на различных частотах, но при этом их нужно укорачи- вать. В заключение заметим, что Z ВХ симметричного вибратора существенно зависит от конструкции узла питания.

109 Симметричный магнитный вибратор и симметричная щель Симметричным магнитным вибратором называется отрезок магнитного проводника длиной, соизмеримой с длиной волны, возбуждаемый источником МДС (магнитодвижущей силы) в центре. Физическими аналогами симметричного магнитного вибратора, как и элементарного, является ферритный стержень, возбуждаемый одиночным витком или катушкой, или симметричная щель в бесконечном проводящем экране. В приближении тонкого вибратора можно ограничиться только про- дольной составляющей магнитного тока. Для получения решения внутренней и внешней задач можно как и в случае элементарного магнитного вибратора, применить принцип перестановочной двойственности к решениям для сим- метричного электрического вибратора. Сделав формальные замены, запи- шем решение внутренней задачи (распределение магнитного линейного тока) (10.18) а из (10.4) – решение внешней задачи (поля в дальней зоне) (10.19) Для полуволнового магнитного вибратора получим по аналогии с (10.5) следующие выражения для ДН

110 110 Эти диаграммы мало отличаются от диаграмм элементарного магнитного вибратора. Применив выражение (9.12), получим выражения для проводимости симметричного магнитного вибратора и численные значения для случая D = 1,64 Аналогия щели в бесконечном экране и магнитного вибратора вытекает из сходства их структур силовых линий в одном из полупространств, причем щель эквивалентна плоскому магнитному вибратора сечением d (d – ширина щели, – толщина экрана). Симметричная щель может быть двухсторонней (возбужденной, например, двухпроводной линией) или односторонней (возбуждаемой волноводом или резонатором). Диаграмма направленности и КНД двухсторонней щели полностью соответствуют магнитному вибратору, а для односторонней щели на бесконечном экране излучение оказывается односторонним и КНД удваивается. Одностороннюю щель можно представить как плоский магнитный вибратор сечением d, расположенный на идеально проводящей плоскости, а двустороннюю – как два таких вибратора, расположенных по обе стороны бесконечно тонкого экрана (рис. 10.7).

111 111 Поэтому из-за влия- ния зеркальных отображе- ний в случае односто- ронней щели проводимость излучения и входная прово- димость удваиваются, а в случае двухсторонней – учетверяются по сравне- нию с магнитным вибра- тором тех же размеров. Влияние размеров щели на ее входную прово- димость можно учитывать с применением графиков Z ВХ для симметричного элек- трического вибратора Геометрия и направленные свойства симметричной полуволновой щели

112 Несимметричный электрический вибратор Несимметричный электрический вибратор Симметричный электрический вибратор можно преобразовать в несимметричный, если использовать только одно плечо вибратора, располагая его перпендикулярно проводящей плоскости – экрану, как показано на рис В качестве экрана может рассматриваться или специальная проводящая плоскость, или часть корпуса объекта расположения вибратора – автомобиля, корабля, самолета (штыревая антенна), а также на некоторых частотах земная или водная поверхность (антенны - мачты гектометровых и километровых волн). При бесконечных размерах круглого экрана (R ) для опреде- ления параметров несимметричного вибратора используется метод зеркальных изображений. При этом несимметричный вибратор длиной с его зеркальным изображением (с тем же направлением тока) можно ра- ссматривать в верхнем полупространстве как симметричный длиной.

113 113 Диаграмма направленности в верхнем полупространстве описывается выражением (10.7). Однако в связи с тем, что область интегрирования для мощности излучения Р в (9.6) уменьшается вдвое, то и сопротивление излучения R, входное сопротивление ZВХ также уменьшаются вдвое, а КНД (9.15) удваивается по сравнению с симметричным вибратором. Например, при R = 37,5 Ом, Z ВХ = 37,5+ j22,5 Ом, D = 3,28. На практике удвоение КНД реализовать не удастся из-за конечных размеров экрана и наличия потерь. Приведенные соотношения прибли- женно сохраняются при уменьшении экрана до значений. При дальнейшем уменьшении размеров экрана максимум диаграммы направленности поднимается над экраном Однако отношение и не зависит от радиуса экрана [2]. Сопротивление излучения и входное, особенно его активная состав- ляющая, при этом изменяются незначительно. Например, для сопротивление излучения R осциллирует в пределах 36,6 ± 2,5 Ом при R [3]. При анализе реактивной составляющей входного сопротивления штыревой антенны, находящейся в составе малогабаритной радиоаппа- ратуры. используются формулы и графики, полученные приближенным методом частичных емкостей, в котором учитываются размеры корпуса аппаратуры [4].

114 СВЯЗАННЫЕ ВИБРАТОРЫ Направленные свойства системы двух связанных вибраторов Для улучшения направленных свойств одиночных вибраторов используют системы из двух или нескольких вибраторов, расположенных на расстоянии. При этом вибраторы заметно влияют друг на друга (по внешнему полю), поэтому и называются связанными. Поле излучения системы вибраторов является результатом сложения полей отдельных вибраторов с учетом фаз токов в вибраторах и фаз, обусловленных набегом за счет распространения Рассмотрим ДН двух полуволновых вибраторов в меридиональной плоскости при = 90° (в плоскости Е ). Как следует из рис. 11.1, разность хода лучей R2 и R1 в предположении их параллельности равна (11.1) Обозначим отношение комплексных амплитуд токов, питающих вибраторы (11.2) где Так как вибраторы полуволновые ( ), поле излучения каждого из вибраторов в точке наблюдения Р, находящейся в дальней зоне, то

115 115 Выразим поле излучения второго вибратора в точке Р через поле излучения первого вибратора в этой же точке. Учитывая в соответствии с (11.1), что R2 = R1 + dsin в фазовом сомножителе и R2 R1 в амплитудном сомножителе, а также соотношение (11.2), будем иметь Суммарное поле излучения двух вибраторов в точке Р Для определения модуля полученного выражения запишем амплитуду суммарного поля

116 116 Откуда ДН двух связанных вибраторов в плоскости Е имеет вид и представляет собой произведение двух множителей (11.3) первый из которых, есть ДН полуволнового вибратора, т.е. ДН отдельного излучателя системы, а второй – назовем множителем системы – есть ДН системы точечных излучателей. Направленные свойства множителя системы зависят только от. Рассматривая ДН системы двух вибраторов в азимутальной плоскости (в плоскости Н), будем иметь R 2 = R 1 + d sin. Рассуждая аналогично и учитывая, что в азимутальной плоскости ( ) вибратор ненаправлен ( ), получим где To есть множитель системы оказывается одинаковым как в Е, так и в Н – плоскости, поскольку опи- сывает интерференцию сферических волн точечных излучателей Соотношение (11.3) является математическим выражением теоремы перемножения ДН, которая формулируется следующим образом.

117 117 Теорема Теорема ДН системы идентичных и одинаково ориентированных излучателей есть произведение ДН одиночного излучателя на множитель системы, представляющий собой ДН системы точечных (ненаправленных) излучателей В случае равноамплитудного возбуждения (т = 1) множитель системы с помощью известного соотношения 1 + cos = 2 cos2 /2 преобразуется к более простому виду ДН множителя системы в азимутальной плоскости ( = /2) при равных значениях d и показаны на рис Представленные диаграммы легко объяснить, привлекая физи- ческие соображения Согласно понятию интерференции, максимумы поля располагаются в направлениях, где поля от двух источников склады- ваются в фазе. а нули - в направлениях, где поля складываются в противофазе. При этом надо учитывать как начальную разность фаз, так и набег фазы на разности расстояний (разности хода ) от источников до точки наблюдения, которая зависит от угла наблюдения. Например, при = 0 (синфазное возбуждение) максимум наблю- дается при = 0,, т к в этом случае разность хода равна нулю (расстояние до точки наблюдения от излучателей одинаково).

118 118 Минимум поля наблюдается при = /2, 3 /2, т.к. в этом случае разность хода отлична от нуля, но нулевые значения поля будут только при d = 0,5, когда набег фаз на разности хода равен. При = (противофазное возбуждение) в направлении = 0, точечных излучателей при равноамплитудном возбуждении всегда наблюдается нулевое значение поля, т.к. разность хода равна нулю и поля компенсируются из-за начальной разности фаз. Наиболее интересный случай при d = 0,25, = /2 (питание вибраторов в квадратуре). Обычно один из вибраторов (например, первый), в котором фаза тока принимается нулевой, называют основным. Как следует из рис. 11.2, излучение в этом случае будет усиливаться в сторону вибратора с отстающей фазой (вибратора 1, т.к. = 2 – 1 = /2) и ослабляется в сторону вибратора с опережающей фазой (вибратора 2). ДН множителя системы двух точечных излучателей при равноамплитудном возбуждении

119 119 Вибратор, отражающий излучения на другой вибратор, называется рефлектором (от английского to reflect – отражать). Таким образом, ток в рефлекторе опережает ток основного вибратора на /2. Усиление поля рефлектором в направлении на другой вибратор физически объясняется тем, что начальная разность фаз = /2 компенсируется запаздыванием фазы при распространении как на разности хода в направлении на другой вибратор, и поля суммируются при = /2.В обратном направлении = 3 /2 поля от основного вибратора и рефлектора компенсируются, т.е. излучение является однонаправленным и ДН принимает вид кардиоиды. Вибратор, ослабляющий излучение на другой вибратор и усиливающий излучение в противоположном направлении, называется директором (от английского to direct - направлять). Ток в директоре (в рассматриваемом случае в вибраторе 1) отстает от тока в другом вибраторе (вибраторе 2, который принимается за основной) на /2. Приведенные на рис ДН множителя системы соответствуют ДН системы двух вибраторов в Н-плоскости, в которой вибраторы ненаправлены ( ). В плоскости вектора ДН системы вибраторов получают с помощью теоремы перемножения диаграмм,

120 Входные cопротивления связанных вибраторов Входные cопротивления связанных вибраторов Эквивалентная схема системы двух связанных вибраторов, показанных на рис. 11.4, а, пояснена на рис. 11.4, б. Связь вибраторов по внешнему полю учитывается сопротив- лением Z 12 = Z 21 (во взаимной среде). Контурные уравнения системы двух связанных вибраторов, согласно приведенной эквивалентной схе- ме, имеют вид Диаграммы направленности полуволнового вибратора, множителя системы и системы связанных вибраторов в Е – плоскости

121 121 где – ЭДС возбуждающих генераторов с внутренними сопротивле- ниями Z Н1, Z Н2 ; – напряжения на входах вибраторов; – амплитуды токов в точках питания вибраторов; – собственные сопротивления вибраторов, отнесенные к входам, соответствующие входным сопротивлениям одиночных вибраторов в свободном пространстве; – взаимные сопротивления, отнесен- ные к токам в точках питания вибраторов. Взаимные импедансы определяются приближенным методом наводимых ЭДС. Взаимные импедансы определяются приближенным методом наводимых ЭДС. Для тонкого вибратора ( l) суть этого метода заключается в том, что мощность, отбираемая вибратором от генератора и излучаемая в пространство, находится интегрированием по длине вибратора произведения касательной составляющей напряжен- ности электрического поля на поверхности вибратора, наводимой током вибратора, на комплексно-сопряженный ток вибратора (11.5)

122 122 В случае системы связанных тонких вибраторов, удовлетворяющих условию d >>, в приближении синусоидального распределения токов в вибраторах полную касательную составляющую электрического поля на боковой поверхности, например, первого вибратора, можно представить в виде суммы где – составляющая, порождаемая током первого вибратора; – составляющая, порождаемая током второго вибратора. Тогда мощность, излучаемая первым вибратором в системе вибраторов, согласно (11.5), определится соотношением (11.6) Эту же мощность можно получить из (11.4), домножая амплитуду напряжения первого вибратора на комплексно-сопряженный ток в нём (11.7) Приравнивая (11.6) и (11.7), получим выражение для опреде- ления взаимного сопротивления первого вибратора, обуслов- ленного током второго вибратора. (11.8)

123 123 Метод наводимых ЭДС даёт вполне удовлетворительную точность особенно в случае полуволновых резонансных вибраторов. Однако собственные сопротивления точнее определяются методом эквивалентных схем. Собственное сопротивление первого вибратора будет иметь вид. (11.8) Сопротивления Z 21 и Z 22 могут быть получены из (11.8), (11.9) заменой индексов 1 2. Взаимные сопротивления, как и собственные, согласно (11.1), могут быть отнесены к токам в пучностях каждого вибратора Графики активной и реактивной составляющих взаимного сопротивления двух полуволновых вибраторов с общей экваториальной плоскостью, рассчитанные по формуле (11.8) с помощью ЭВМ, приведены на рис В пределе при d 0 взаимное сопротивление превращаетcя в собственное сопротивление тонкого вибратора. Входные сопротивления связанных вибраторов при известном отношении комплексных амплитуд токов в вибраторах (11.2) могут быть получены, согласно определению (9.17), из (11.4) (11.10)

124 124 Таким образом, полные входные Таким образом, полные входные сопротивления связанных вибраторов представляют собой сумму собственных сопротивлений и вносимых Zвн, определяемых взаимным сопротивлением и отношением комплексных амплитуд в точках питания вибраторов. Рассчитаем мощности излучения каждым из вибраторов и системой двух связанных вибраторов. Полагая и согласно (11.10), найдем активные составляющие входных сопротивлений Мощности, отбираемые от первого и второго генераторов и излучаемые системой, равны Полная излучаемая мощность равна где – сопротивление излучения системы, отнесенное к току в точках питания первого вибратора. КНД системы двух связанных вибраторов равен где D – КНД одиночного вибратора. Для системы двух полуволновых вибраторов, расположенных на расстоянии d = /4 и возбуждаемых в квадратуре (m =1, = /2) КНД и сопротивление излучения системы, отнесённое к току в точке питания, возрастают вдвое по сравнению с одиночным вибратором.

125 Система активного и пассивного вибраторов Пассивным называется вибратор, к которому питание не подводится, т.е. он возбуждается током активного вибратора. Рассмотрим систему, в которой второй вибратор пассивный. При этом в эквивалентной схеме (см. рис. 11.4), а внутреннее сопротивление генератора представляет собой сопротивление нагрузки пассивного вибратора, которое обычно выбирается реактивным для снижения потерь в системе. Контурные уравнения (11.4) в этом случае примут вид (11.11) Определяя из второго уравнения этой системы отношения токов, будем иметь в соответствии с (11.2) откуда получаем (11.12) Используя последние выражения, можно, подбором расстояния d/, т е. изменением R 11 и Х 11, и регулировкой Х Н2 получить требуемые m и для формирования однонаправленного излучения. Разделив первое уравнение системы (11.11) на и подставив отношение токов из (11.12), получим полное входное сопротивление активного вибратора в системе активного и пассивного вибраторов

126 126 В диапазоне KB для настройки пассивного вибратора в режим рефлектора (директора) используют настроечные реактивные сопро- тивления. В метровом и сантиметровом диапазонах настройку пассив- ного вибратора осуществляют за счёт изменения его длины по срав- нению с резонансной. Покажем, что для того, чтобы пассивный вибратор выпол- нял функции рефлектора, его нужно удлинить, а для того, чтобы он работал директором, его нужно укоротить по сравнению с полуволновым резонансным вибратором. Для этого обратимся к векторной диаграмме на комплексной плоскости. Отложим на комплек- сной плоскости, изображенной на рис. 11.6, ток активного вибратора. Напряженность магнитного поля, созданная током активного виб- ратора, у активного вибратора находится в фазе с током (по закону полного тока). Достигнув пассивного вибратора, отстоящего на d = /4, магнитное поле отстаёт по фазе (вращение по часовой стрел- ке) от тока в активном вибраторе на 90° ( d = /2). Это поле наводит в пассивном вибраторе ЭДС индукции, которая отстаёт от создающего ее магнитного поля также на 90° в соответствии с законом индукции Фарадея. Под действием этой ЭДС в пассивном вибраторе должен протекать ток, фаза которого зависит от характера реактивной составляющей входного сопротивления самого пассивного вибратора. Как известно, ток рефлектора должен опережать ток активного вибратора на 90° (или отставать на ), а ток директора – отставать на 90 О, как показано на рис пунктиром.

127 127 Для того, чтобы пассивный вибратор работал рефлектором (как следует из векторной диаграммы), его ток должен отставать от наведённой ЭДС, а это возможно, если его расстройка будет индуктивной (на индуктивности ток отстаёт от напряжения). И наоборот, чтобы пассивный вибратор работал директором, его ток должен опережать наведённую ЭДС, что имеет место при ёмкостной расстройке (на ёмкости ток опережает напряжение). Получить необходимую расстройку пассивного вибратора можно путём изменения его длины относительно полуволновой резонансной. При этом индуктивную расстройку для получения рефлектора осуществляют удлинением, а ёмкостную для получения директора – укорочением. В практических конструкциях при d = /4 амплитуда тока в пассивном вибраторе оказывается малой (m < l). Для её увеличения расстояние d выбирают в пределах (0,15 – 0,25). Длину пассивного вибратора изменяют на (5 – 10)% относительно резонансной полуволнового вибратора. Так как при m < 1 идеальный режим питания в квадратуре не возможен, в ДН появляется излучение в обратном направлении (вместо нуля – минимум). При этом КНД будет возрастать меньше чем в два раза, а входное сопротивление активного вибратора уменьшится по сравнению со случаем одиночного вибратора. Векторная диаграмма токов и напряжении системы активного и пассивного вибраторов

128 ФАЗИРОВАННЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ Антенные решетки (АР), использовавшиеся в первых образцах РЛС, пред- ставляли собой комбинацию отдельных излучающих элементов. Параметры ан- тенн определяются геометрическим расположением излучающих элементов, а также амплитудой и фазой сигналов возбуждения. По мере освоения в радиоло- кации более коротких волн решетки были вытеснены менее сложными антеннами, например с параболическими зеркалами. В современной радиолокации появление электронно-управляемых фазовращателей и переключателей побудило конструк- торов вновь вернуться к антенным решеткам. Возбуждение по апертуре теперь можно менять, управляя параметрами отдельных элементов. В результате обес- печивается электронное сканирование ДН. Способность быстро и с высокой точностью менять ДР позволяет РЛС с ФАР решать многие боевые задачи с разделением их во времени или даже одно- временно (сопровождать большое количество целей, подсвечивать цели высоко- частотными сигналами и наводить на них управляемые ракеты, выполнять обзор пространства с автоматическим выбором целей и переходом в режим сопровож- дения). Она может также выполнять функции системы связи, наводя узкие ДН на удаленные приемники и передатчики. При этом обеспечивается абсолютная гиб- кость управления, для которой скорость поиска и сопровождения регулируются в зависимости от конкретной обстановки и в пределах отведенного для этого вре- мени. С увеличением скорости обзора определенного пространства можно изме- нять ширину луча антенны возможна также перестройка по частоте, при которой произвольно изменяется частота излучения от импульса к импульсу или в преде- лах одного импульса. Применение множества отдельных генераторов, распреде- ленных по апертуре антенны, позволяет получать высокие мощности излучения. Антенные решетки с электронным управлением могут обеспечить в РЛС такую гибкость управления, которая наилучшим образом отвечает требованиям кон- кретной ситуации.

129 Параболические зеркальные и линзовые антенны Антенна с параболическим зеркалом – одна из наиболее часто применяемых в радиолокации антенн. При равномерном облучении зеркала ДН параболической антенны является иглообразной. При облучении только части зеркала можно получить плоскую ДН. Параболические зеркальные антенны используются в РЛС для поиска и сопровождения целей, для реше- ния большинства задач радиолокации. Геометрические соотношения Геометрические соотношения Схема параболической зеркальной антенны показана на рисунке где а геометрические соотношения в антенне с параболическим зеркалом; б – принцип формирования плоского фронта волны параболической антенны. Предполагается, что поверхность зеркала является идеально проводящей в фокусе F зеркала расположен точечный облучатель. Из геометрических соотношений следует, что сферическая волна, исходящая из фокуса F и попадающая на зеркало, преобразуется после отражения в плоскую волну, распространяющуюся в направлении положительной оси параболоида.

130 130 Различные системы координат, используемые в данной главе показаны на рисунке (а). Уравнение поверхности параболоида имеет вид X 2 + у 2 = 4fz,(12.1) где f = 0F – фокусное расстояние параболоида. Уравнение поверхности в системе сферических координат,, с центром в точке F имеет вид.(12.2) Выражение для поля в дальней зоне обычно дается в системе сферических координат R, c началом в точке F. Плоскость z = z 0 определяется как плоскость апертуры, иногда она определяется как плоскость z = f. Угловой размер апертуры 2 0 и диаметр зеркала D связаны следующей формулой. (12.3) Угловой размер апертуры 2 0 показан на рисунке как функция f/D. Проектирование зеркальных антенн и состоит в выборе параметров f, D и 0.

131 131 Линзовые антенны С позиций электродинамики СВЧ линзовые антенны аналогичны по своим возможностям зеркальным. Линзовые антенны применяются для формирования иглообразных и плоских ДН, а также и других видов. Основная функция линзы состоит в преобразовании сферического или цилиндрического фазового фронта волны в плоский. В зависимости от типа облучателя, а также от того, имеет ли материал линзы показатель преломления больший или меньший единицы, выбирается профиль линзы, при котором волна, прошедшая через нее оказывается плоской для собирающих линз. См.рисунок. В таких линзах сферическая волна преобразуется в плоскую при условии R = f(n 1)/(n cos f), (12.4) где f – фокусное расстояние, n = ( r) 0,5 показатель преломления.

132 132 Форма поверхности линзы выбирается исходя из соотношений геометрической оптики. ДН линзовой антенны определяется методами теории дифракции. ДН в дальней зоне проще определить по распреде- лению поля на апертуре, чем по соотношениям геометрической оптики. Существуют различные технологические методы получения материалов для линзовых антенн, имеющих необходимый показатель преломления. Сплошные линзы изготавливают обычно из диэлектрических матери- алов, обладающих малыми потерями. Поскольку n не зависит от частоты, диэлектрические линзовые ан- тенны с гладким профилем имеют неограниченную полосу частот. Обычно только небольшие линзы СВЧ делаются из сплошного диэлектрика. Из-за весовых соображений линзы больших размеров чаще выполняются из иску- сственных диэлектриков. В зависимости от способа построения антенны, при котором обеспе- чивается получение необходимого показателя преломления линз, можно классифицировать линзовые антенны на диэлектрические, металлоплас- тинчатые, металлодиэлектрические Общие характеристики и типы облучателей Наиболее широко в качестве излучающих элементов в ФАР использу- ются диполи, щели, открытый конец волновода (или небольшой рупор) и спирали. Основное требование к элементам решетки: достаточно малые размеры для размещения в пределах габаритов решетки; площадь каждого элемента должна быть не более величины 2 /4, кроме того, так как излуча- ющих элементов требуется много, они должны быть дешевыми, надежными в работе и одинаковыми по своим параметрам. Поскольку сопротивление и ДН излучающего элемента в решетке определяются в основном структурой решетки, то тип излучающего элемента можно выбирать с учетом системы питания и требований к физическим параметрам антенны.

133 133 Если излучающий элемент питается через полосковый фазовращатель, то вполне логичен выбор полоскового диполя. При использовании волно- водного фазовращателя наиболее подходящими могут быть открытый конец волновода или щелевой излучатель. На более низких частотах, где в осно- вном применяются коаксиальные элементы, при выборе типа излучающего элемента предпочтение отдается диполям. Заземляющая плоскость раз- мещается обычно с зазором около /4 за решеткой параллельно ориен- тированных диполей, так что антенна формирует ДН лишь в одной полусфере. На более высоких частотах чаще применяются откры- тые концы волноводов или щелевые излучатели. При сканировании в ограниченном секторе (например, менее 100) можно использовать направленные излучающие элементы, имеющие эффективную площадь апертуры, равную нескольким значениям длины волны в квадрате. При разносе направленных излучающих эле- ментов на величину, равную нескольким длинам волн, эффект взаим- ной связи невелик, так что ДН и полное сопротивление элемента в решетке остаются по существу таким же, как и у отдельного элемента. Для решетки с круговой поляризацией можно использо- вать спираль с согласованным резонатором. Поскольку при однократ- ном отражении от цели круговая поляризация сигнала меняется на обрат- ную, то требуются раздельные излучающая и приемная решетки спираль- ных элементов (с противоположным направлением витков спиралей). Если необходимо иметь РЛС, работающую с разносом по поляриза- ции, или если требуется изменить направление поляризации на противопо- ложное при передаче и приеме, то можно использовать скрещенны диполи или круглые волноводы. При соответствующей системе питания оба эти типа излучающих элементов обеспечивают формирование независимо как вертикальной, так и горизонтальной поляризации. Они применимы для получения любой другой поляризации.

134 134 До сих пор считалось, что облучатель представляет собой точеч- ный источник, расположенный в фокусе и имеет идеальную ДН. ДН реаль- ного облучателя отличается от идеальной. Выбор и проекти- рование облучателей в общем случае определяются следующими соображениями. 1. ДН облучателя должна обеспечивать соответствующее распределение поля по апертуре с необходимым уменьшением поля на краях зеркала. Изменение поля в плоскости апертуры, описы- ваемого формулой при изотропной ДН облучателя определяется (в децибелах) как. При выборе ДН облучателя необходимо учитывать изменение ДН, обусловленное влиянием зеркала с данным апертурным углом 2 0. Боковые лепестки в одной главной плоскости зависят от облучения края зеркала в этой плоскости, однако и облучение края зеркала в другой плоскости влияет на уровень боковых лепестков. На рисунке приведены значения уровней боковых лепестков, вычисленные для фактически измеренной ДН. Можно видеть, что в плоскости Н боковой лепесток уменьшается при ослаблении поля на краю, в плоскости Е боковой лепесток при этом несколько увеличивается. Для большинства простых облучателей ДН можно аппрок- симировать квадратичной функцией, таким образом для зеркала с данным отношением f/D ширина основного лепестка по уровню половинной мощности вычисляется приближенно, если известно требуемое ослаб- ление поля на краю зеркала. Ниже приведены значения ширины ДН рупор- ного облучателя по точкам половинной мощности как функция f/D для параболоида или уменьшении амплитуды поля облучения на краю зерка- ла на 10 и 20 дБ.

135 Облучатель должен создавать минимальное затенение апертуры. Вообще говоря, затенение апертуры увеличивает уровень боковых лепестков, уменьшает КНД и обостряет главный лепесток. Уровень первого бокового лепестка увели- чивается примерно на величину 2, где площадь апертуры облучателя, А – площадь апертуры зеркала. Для многих практических случаев, когда мало, уменьшение КНД и искажение основного лепестка ДН пренебрежимо малы. 3. Облучатель следует выбирать так, чтобы кросс – поляри- зационные характеристики антенны были удовлетворительными. Необходимо отметить, что при правильном выборе облучателя кросс- поляризационную составляющую поля можно значительно уменьшить. В параболических зеркальных антеннах используются различные типы облучателей.

136 136 Дипольные облучатели, применяемые в параболических зеркальных антеннах, рассматривались в работах. Одиночные диполи редко используются в качестве облучателей, т.к. имеют неприемлемое ДН и поляризационные характеристики. Двойной диполь или система диполь-диск представляют собой два наиболее частот испольуемых типа дипольных облучателей. Двойной диполь состоит из возбуждаемого активного короткого диполя (вибратора), за которым на расстоянии /8 расположен пассивный вибратор, имеющий несколько большую длину, чем активный диполь. Система диполь диск состоит из активного диполя, за которым на расстоянии /4 помещен круглый отража- тельный металлический диск. Эти облучатели можно использовать как с коаксиальной линией передачи, так и с волноводами. Максимальные теоретические значения коэффициента, которые можно получить с облучателями типа двойной диполь или диполь с дисковым контр- отражателем, приемрно равна 0,77 и 0,69 соответственно. В качестве облучателей параболического зеркала также используется прямоугольный волновод с волной типа ТЕ 01 и круглый волновод с волной ТЕ 11. Часто применяется волновод с открытым концом или волновод, нагруженный на соответствующий рупор. Круглый волновод имеет преимущество по сравнению с прямоугольным потому, что позволяет создать более равномерное облучение зеркала и поэтому обеспечивает формирование одинаковых ДН в плоскостях Е и Н кросс-поляризационные составляющие поля уменьшаются, если антенна облучателя круглым волноводом. Когда волновод соединен с небольшим рупором, фазовый центр облучателя расположен в вершине рупора.

137 137 Широко используется облучатель 2-х щелевого типа с обратным излучением. Схематически он показан на рисунке. Главный волновод разветвляется на две волноводноподобные ветки, которые изгибаются назад и открытые концы которых направлены к параболоиду. Антенная система с этим облучателем оказывается очень компактной. Облучатель создает сравнительно малое затенение апертуры и имеет фазовый фронт волны близкий к сферическому. Для получения плоских ДН с большим углом охвата применяются антенны с зеркалом в виде параболического цилиндра с облучателем в виде линейного источника, расположенного вдоль зеркальной линии. Такая антенна имеет ряд преимуществ по сравнению с антенной с зеркалом в виде симметрично усеченного параболоида. Облучатель в виде линейного источника можно получить различными способами, например, используя линейную решетку диполей или волноводные щелевые излучатели. Если цилиндрическое зеркало облучается точечным облучателем, то отраженная от зеркала волна имеет форму цилиндрической волны с осью, параллельной плоскости апертуры и перпендикулярной фокальной линии.

138 138 Подобную конструкцию эффективно используют в качестве линейного облучателя. На рисунке показана антенна с зеркалом в виде параболического цилиндра и с облучателем в виде линейного источника. Двухзеркальные антенны, построенные аналогично оптическому телескопу Кассегрена, в настоящее время широко применяют в радиолокации для формирования иглообразных ДН, а также для формирования многолучевых (моноимпульсных) ДН. Антенны этого типа имеют малые осевые размеры и позво- ляют создавать многообразные конструкции облучателей и линий передачи. В некоторых случаях всю волноводную систему, связанную с облучателем, можно разместить позади основного зеркала. Принцип работы двухзеркальной антенны Кассегрена поясняет схема. Антенна состоит из параболического основного зеркала и гиперболичес- кого дополнительного зеркала. Один фокус гиперболического зеркала совпадает с фокусом основного зеркала. Облучатель располагается в другом фокусе дополнительного зеркала, параметры которого определяют так же фокальное расстояние для всей антенной системы. Предполагается, что дополнительное зеркало расположено в дальней зоне облучателя. Сферические волны, излучаемые облучателем, после отражения от дополнительного зеркала поступают на основное зеркало.

139 139 Волны, падающие на основное зеркало, также являются сферическими, излученными как бы из мнимого фокуса гиперболического зеркала. Основное параболическое зеркало трансформирует сферические волны в плоские, распространяющиеся в направлении оси антенны Антенные решетки Антенные решетки Антенно-фидерное устройство (АФУ), обеспечивающее излучение и прием радиоволн, являются неотъемлемой частью любой РТС. Применяв- шиеся ранее АФУ вращающиеся параболические отражательные антенны с рупорными излучателями в настоящее время все чаще заменяются ФАР. В пределах апертуры АР находится множество одинаковых излучающих элементов, таких как щели, диполи, причем каждый элемент возбуждается раздельно сигналами с управляемыми фазой и амплитудой. При точном расчете ДН и точной установке луча достигается высокая эффективность антенны. Основные параметры плоской АР определяются рядом простых соотношений, приводимых ниже. Чтобы избежать при разносе элементов решетки на /2, образования многолепестковой ДН с так называемыми «дифракционными лепестками», число излучающих элементов N, необ- ходимое для формирования узкой ДН, связано с шириной луча следующим соотношением: N = 10000/ или 100/, (12.5) где ширина луча антенны (в град) на уровне половинной мощности (3 дБ). Соответствующий КНД при направлении максимума ДН нормально к плоскости апертуры (осевое направление) определяется уравнением.

140 140 При отклонении максимума ДН на угол относительно осевого нап- равления КНД плоской решетки снижается до значения, соответствующего проекции площади апертуры:. (12.6) Аналогично ширина отклоненного от оси АР луча возрастает от линии значения в осевом направлении до значения (за исключением направления, близкого к углу = 90 0 С), определяемого формулой:. (12.7) Общее число лучей М (с шириной, равной ширине луча в осевом направлении), которое можно установить в пространстве, равно примерно КНД и связано с N соотношением: M N. (12.8) Для плоской решетки, в которой ширина луча является функцией угла отклонения число лучей которые можно реально сформировать в пределах сферы, определяются как. (12.9) В решетке с параллельным питанием элементов со сканированием за счет фазового сдвига по 2 (по модулю) ширина полосы рабочих частот ограничена, т.к. для работы с широкой полосой требуется скорее постоянство не фаз, а длин путей прохождения сигналов при питании элементов. Максимальная ширина полосы рабочих частот определяется как Ширина полосы [%] Ширина луча [град].(12.10)

141 141 Это эквивалентно ограничению ширины полосы частот, определяемому выражением Длительность импульса 2 (ширины апертуры). (12.11) С учетом этих критериев сканирующий луч, находящийся под углом 60 0 к осевому направлению, при изменении частоты в пределах всей полосы меняет свое положение на 1/4 ширины луча, которую он имеет в данном направлении. Для угла отклонения 60 О положение луча изменяется в зависимости от частоты в пределах, так что на граничной частоте величина равна [град] = Ширина полосы частот [%] (12.12) Введение схемы временной задержки дополнительно к фазовра- щателям увеличивают ширину полосы рабочих частот. Для пространственного трехмерного обзора луч АР должен скани- ровать по азимуту и углу места. В РЛС с АР и электронным сканированием допустимо применение приемников с высокой чувствительностью. При этом повышается частота ложных тревог, но повторно легко проверить достоверность выделения истинных целей. В ряде случаев можно специально расширять луч для обзора в пределах больших углов места, где требуется меньшая дальность обнару- жения и поэтому допустим более низкий КНД. В результате уменьшается время обзора.

142 Многолучевая ДН Многолучевая ДН Независимое управление амплитудой и фазой по апертуре необходимо для одновременного формирования ряда лучей. Это приллюстрировано рисунке, где показаны два раздельных луча. Оба луча имеют одинаковое амплитудное распределение F(x), но разный наклон линейных фазовых фронтов. Общий сигнал возбуждения по апертуре для двух лучей имеет вид Таким образом, амплитудное распределение по апертуре, тре- буемое для формирования двух раздельных лучей меняется по закону косинуса, а фазовое распределение имеет линейный закон изменения с усредненным наклоном. Лучи могут при приеме формироваться раздельно, образуя отдельные каналы. В этом случае КНД для каж- дого канала определяется всей апертурой. При передаче излучаемая мощность распределяется между всеми лучами равномерно.

143 143 Во многих решетках можно менять только распределение фазы по апертуре. Однако игнорирование тре- буемого изменения амплитуды приводит к формированию много- лучевой ДН лишь приближенно. Сиг- налы для формирования всех лучей содержатся в каждом из каналов приема. Происходит совместное исполь- зование имеющейся апертуры для формирования отдельных лучей. При формирова-нии двух лучей подобная аппро-ксимация ведет к уменьшению КНД на 1 дБ и к образованию двух боковых лепетсков с уровнем на 10 дБ ниже основных максимумов ДН Изменение формы ДН Изменение формы ДН Диаграмму направленности ре- шетки можно трансформировать из- менением распределения поля по апертуре (см.рисунок).

144 144 При изменении только фазового распределения (с неизменной амплитудой) достигается достаточно близкая аппроксимация к расчетной диаграмме. В частности, луч несколько расширяется при изменении фазового распределения по апертуре по закону сферической волны или при аппроксимации распределений треугольной зависи- мостью. Диаграммы направленности подобного типа представляют практи- ческий интерес, поскольку они легко формируются и обладают удов- летворительными параметрами. Их можно использовать в режиме передачи РЛС. где приемная антенна имеет многолучевую ДН или, как уже рассматривалось в обзорных РЛС для снижения числа угловых элементов разрешения при малой дальности обнаружения целей Методы сканирования в ФАР Методы сканирования в ФАР Фазовый метод сканирования ДН антенны устанавливается в направлении по нормали к фазовому фронту. Для управления положением ДН фазы сигналов возбуждения каждого из излучающих элементов ФАР изменяются. Соответственно изменяется и ориентация фазового фронта. Для быстрого сканирования производится электронная коммутация фазовращателей с целью управления фазовым сдвигом в пределах 0-2. При разносе элементов на расстояние «S» друг от друга фазовый сдвиг между соседними элементами для смещения луча на угол составляет. При постоянстве величины в функции от частоты угол зависит от частоты так, что отношение (sin )/ оста- ется постоянным.

145 145 Сканирование с помощью временной задержки Как было указано, при фазовом методе угол отклонения ДН зависит от частоты. при сканировании с помощью временной задержки такая зависимость отсутствует. Вместо фазовращателей используются линии задержки, обеспечивающие получение между элементами дискретной задержки сигналов во времени, равной,(12.13) где с – скорость распространения сигналов. Устройства формирования временной задержки обычно сложны и не могут применяться для управления каждым излучающим элементом. Приемлемый компромисс достигается при использовании одной схемы временной задержки на группу элементов, имеющих индивидуальные фазовращатели.

146 146 Частотный метод сканирования Частотный метод сканирования В качестве изменяемого параметра вместо фазы можно использовать частоту сигналов возбуждения. Угол отклонения ДН зависит от частоты, как и при фазовом методе сканирования, что проиллюстриро- вано на рисунке. При этом на одной определенной частоте все излучающие элементы возбуждаются в фазе, а с изменением частоты фаза вдоль решетки элементов нарастает линейно, что обеспечивает сканирование луча. Сканирование на промежуточной частоте В режиме приема входной сигнал каждого излучающего элемента может быть подан на смеситель для получения промежуточной частоты. В этом случае на промежуточной частоте можно применять все описанные ранее методы сканирования, при этом обеспечивается усиление. Возможно применение схем управления с сосредоточенными параметрами. Методы преобразования частоты можно применять и в режиме излучения. Метод переключения лучей В линзовых или зеркальных антеннах можно сформировать большое количество отдельных лучей, размещая облучатель на фокальной поверхности антенны, при этом каждый луч имеет такие же КНД и ширину основного лепестка ДН, как для всей апертуры. Существуют эквивалентные схемы и для питания элементов в ФАР, использующие направленные ответвители и обладающие аналогичными фокусирующими свойствами, типовая система ФАР такого типа показана на рисунке.

147 147 Здесь лучи формируются с помощью диаграммообразующей матрицы Бласса, в которой М- однополюсных двухпозиционных переключателей обеспечивают выделение одного из М лучей. Лучи неподвижны в пространстве и перекрываются с соседними на уровне 4 дБ. Этот метод отличается от рассмотренных методов сканирования, при которых луч точно устанавливается в любом направлении. Все лучи в данной системе находятся в одной плоскости. Сложность системы значительно возрастает при создании лучей одновременно в обеих плоскостях.

148 Контроль и управление ФАР ФАР с электронным сканированием состоят из большого числа элементов. В их состав входят электронные схемы управления фазовращателями или переключателями, которые определяют положение луча в пространстве. Общая надежность таких решеток может быть достаточно высокой и отказ сравнительно большого числа элементов не вызывает ее существенного снижения. Для фазирования решеток это снижение считается незначительным, поскольку, например, отказ 10% элементов дает уменьшение КНД всего на 1 дБ. Тем не менее сложность антенны требует применения схем контроля и проверки работоспособности РЛС. Система управления РЛС осуществляет управление лучом и его установку в нужном направлении, которое обычно определяется двумя направляющими косинусами. После срабатывания системы управления схема проверки или контроля должна определить правильно ли функционируют элементы, участвующие в процессе установки луча, в частности, схемы расчета положения луча, электронные элементы управления и фазовращатели или переключатели, а также соединения между ними. При этом следует предусмотреть средства многоканальной сигнализации о нормальной работе системы или о ее нахождении в состоянии полной работоспособности. Наряду с этим необходимо обеспечить доступ для проверки всех схем (проводимой, по возможности, достаточно редко) и выявлять отказы. Подобные проверки не обязательно должны включать измерения на ВЧ. Например, нормальное функционирование большинства фазовращателей оценивается по величине их управляющих токов.

149 149 ЛИТЕРАТУРА Червяков Г.Г. Применение Электронных приборов и устройств Ч.1. -Таганрог: Изд-во ТРТУ, с. 2. Червяков Г.Г. Микроволновые полупроводниковые устройства Таганрог: Изд-во ТРТУ, с. 3. Червяков Г.Г. Электронные устройства Таганрог: Изд-во ТРТУ, с. 4. Малышев В.А. Бортовые активные устройства сверхвысоких частот. -Л.: Судостроение, с. 5. Белавин О.В. Основы радионавигации. Уч.пособие для ВУЗов. -М.: Сов.радио, 1977, 320 с. 6. Пестряков В.В., Кузенков В.Д. Радиотехнические системы. Учебник для ВУЗов. -М.: Радио и связь, 1985, 376 с. 7. Белавин О.В. Основы радионавигации. Уч. пос. для ВУЗов. -М.: Сов.радио, 1977, 320 с. 8. Кинкулькин В.Е. и др. Фазовые методы определения координат. -М.: Сов.радио, 1977, 280 с. 9. Теоретические основы радиолокации. / Под ред. Дулевича. -М.: Сов.радио. 1978, 607с. 10. Финкельштейн М.И. основы радиолокации. -М.:Радио и связь, 1983, 320 с. 11. Марков В.В. Радиорелейная связь. -М.:Связь, 1979, 198с. 12. Ацеров Ю.С. Морская международная спутниковая система связи «Инморсат». -М.: Электросвязь, , с Ярив А. Введение в оптическую электронику/Пер.с англ. Г.Л.Киселева, Под ред. И предисл. О.В.Богданкевича. – М.: Высш.шк – 398с. 14. Оптические системы передачи: Уч.для вузов/Под ред В.И.Иванова. –М.: Радио и связь –1994. –224с. 15. Обоимов А.Я., Деревянко С.А. Проблемы организации сети подвижной радиосвязи общего пользования. Электросвязь Adrew J. Viterbi. GDMA. Principles of Spread Communication. Addison-Wesley Wireless Communication Series DX200 GENERAL DESCRIBTION (MTX) NOKIA. Telecommunikations Ли, Уильям К. Техника подвижных систем связи. -М.: Радио и связь Гольдштейн Б.С. Сигнализация в сетях связи. -М.: Радио и связь, Мухин А.М., Чайников Л.С. Энциклопедия мобильной связи. Системы подвижной службы общего пользования./ -СПб: Наука и техника, 2001 –201с. 22. Палий А.М. Радиоэлектронная борьба. -М.: Воениздат, 1974, 250 с. 23. Антенны и устройства СВЧ. Проектирование фазированных антенных решеток.: Уч. пособие для вузов / В.С.Филиппов, Л.И. Пономарев, А.Ю.Гринев и др.; Под ред.Д.И. Воскресенского. -М.: Радио и связь, с. 23. Васин В.В., Степанов Б.М. Справочник-задачник по радиолокации, М.: Сов.радио, 1977, 320 с. 24. Наивысшие параметры основных классов изделий электронной техники, достигнутые к 1988 г./ В.И. Генкин, Т.Г. Грачева, Т.М. Калякина и др. // Зарубежная электронная техника. -М.: Вып. 7. С Никольский В.В. Электродинамика и распространение радиоволн. –М.: Наука, – 543с. 2. Марков Г.Т., Петров Б.М., Грудинская Г.П. Электродинамика и распространение радиоволн. –М.: Сов.радио, – 374с 3. Методические рекомендации к изучению курса «Электродинамика и техника СВЧ» Части 1 и 2. –Таганрог: ТРТУ, 1990 (46с.), 1994 (56). 4. Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ. –М.: Высш.шк – 432с. 5. Жук Н.С., Молочков Ю.Б. Проектирование антенно-фидерных устройств. –М.-Л.: Энергия, – 648с. 6. Айзенберг Г.З. Антенны ультракоротких волн. –М.: Связьиздат с. 7. Калихман С.Г., Левин Я.М. Радиоприемникм на полупроводниковых приборах. Теория и расчет. –М.: Связь, – 352с.

150 ПЭПиУ II часть 150 Рассматриваются вопросы расчета и конструирования пассивных и активных элементов и устройств ГИС и ИС СВЧ на различных линиях передачи и отдельные вопросы теории работы систем микроволнового диапазона

151 ПЭПиУ II часть 151 Практические занятия ВОПРОСЫ КОНСТРУИРОВАНИЯ ГИС СВЧ Гибридная интегральная схема (ГИС) – это схема, содержащая, кроме элементов, компоненты или кристаллы, часть которых имеет самостоятельное конструктивное оформление. Таким образом, ГИС – микроэлектронное изделие, выполняющее определенную функцию преобразования и обработки сигнала СВЧ, имеющее связанные и электрически соединенные элементы, компоненты и кристаллы, которые имеют самостоятельное конструктивное оформление

152 ПЭПиУ III часть 152 Занятие 1 ОСНОВНЫЕ ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ ГИС И ИС СВЧ РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ ПОЛОСКОВЫХ ЛИНИЙ Микрополосковые ПЛ Z 0 = 120 /[ э /h(1 + 1,735/ ( э /h) )] rэф = 0,5(1 + r ) + 0,5( r 1)[1 + 10h/ э ] 0,5 Р макс = (100 К т t/ )( /h) 0,0724 0,836 0,5

153 ПЭПиУ III часть 153 Занятие 2 Щелевая линия 1/KY = В/ 0 = 0,987 0,483 lg r + (0,111 0,0022 r )s/h (0, ,094s/h 0,0032 r ) lg(100h/ 0 ); Z 0 = 113,19 53,55 lg r + 1,25(s/h)(114,59 51,88 lg r ) + 20(s/h 0,2)(1 s/h) [0,15+0,23 lg r + + (s/h)( 0,79+2,07 lg r )] [(10,25 5 lg r + (s/h)(2,1 142 lg r ) 100h/ 0 )]. 0,2 < s/h < 1 д = 27,3 эф1 /2 tg / 0. дщ = 11,38 tg /[ 0 (0,987 0,483 lg + s/h(0,111 0,0022 ) – (0, ,094 /h – 0,0032 ) lg(100 h/ 0 )) ]. 1/Q О = 1/Q М + 1/Q Д + 1/Q И Z 0 макс при r1 / 2h/ 0 0,1 0,2 кр r h п = S эф (87,77 Z 0 )–1( Z 0 / n ) дщ = 10,56 tg /[ 0 ((0,923 0,448 lg + 0,2s/h – (0,29 s/h + 0,047) lg(100 h/ 0 )) ] 0,02 s/h 0, ,5 2

154 ПЭПиУ II часть 154 Копланарная полосковая линия Высокодобротная линия (ВДЛ) Воздушная симметричная ПЛ (ВСПЛ) Открытый микроволновод Диэлектрические волноводы (ДВ) 8 r h и 4 r s дк = 27,3 r tg / 0 [2(0,5b/a)1/2]1/2( r + 1) 0,5

155 ПЭПиУ III часть 155 Занятие 2 НЕОДНОРОДНОСТИ В ПЛ И ЭЛЕМЕНТЫ КОНСТРУКЦИЙ ПОЛОСКОВЫХ УЗЛОВ СВЧ Занятие 2 НЕОДНОРОДНОСТИ В ПЛ И ЭЛЕМЕНТЫ КОНСТРУКЦИЙ ПОЛОСКОВЫХ УЗЛОВ СВЧ Проводники и полосковые площадки Зазоры между проводниками Распределенные плёночные элементы Сосредоточенные элементы: резисторы, = 503/(f ) [мкм] C f = 0,53( эф )/( Z 0 ) arctg[( /h + +0,88)/( /h + 0,22) ctg(2,76 h / )] 0,5 Z шо = 0,5 Х вх.макс.о tg /2( эф.шл k) l ш = 0 /4( эф.ш ) Zшо = Х вх.мин.о ctg /2( эф.шл k) 0,5 Y вх.кз = jB вх.кз = jY ш ctg2 l ш / в = j1/Z ш ctg2 l ш / в Y вх.хх = jB вх.хх = jY ш tg2 l ш / в = 1/Z ш tg2 l ш / в

156 ПЭПиУ III часть 156 Нагрузки, пленочные конденсаторы и индуктивности L = 0,2l[ln(l/ + t) + 1,19 + 0,22( + t)/l] L = 0,46 l lg(8h/ ) + ( /4h) 0,2 l ln(8h/ ) + ( /4h) L = 5 (D + d)2 N2 /(15D 7d) L = 6 (D + d)2 N2/(15D 7d) Q = (D + d) f1/2/(15D 7d) Q = 1,6 103 (D + d) f1/2/(15D 7d) D = d + (2N 1)s + 2 N = [(D + s) (d + 2 )]/2s

157 ПЭПиУ III часть 157 Занятие 3 Направляющие элементы и делители мощности Электромагнитно связанные линии Направленные ответвители с электромагнитной связью К = 10 С = -С/20 Zое = Z 0 '[(1+ К)/(1 К)] 1/2, Zоо = Z 0 '[(1 К)/(1 + К)] 1/2 Y шi = K/[Z0 (1 K2)1/2] Y 1=1/[Z0(1 K2)1/2]

158 ПЭПиУ III часть 158 Шлейфные направленные ответвители НО с сильной связью на гребенчатых МПЛ Делители мощности, ненаправленные тройники Направленные делители мощности с равным делением Направленные делители мощности с неравным делением Гибридное кольцо

159 ПЭПиУ III часть 159 Занятие 4 Резонаторы для ГИС Фильтры в МПЛ Фильтры нижних частот (ФНЧ) Фильтры полосовые с электромагнитной связью между резонаторами n lg (anti lg (0,1A3) 1)1/2/2lg 2(fk f0)/(f2 f1) n [Arch (anti lg 0,1 A3 – 1)/anti lg(0,1An 1)]1/2/Arch (fk f0)/(f2 f0).

160 ПЭПиУ III часть 160 Полосковые антенны Y 1 = G + iB + Y 0 (G + iB + iY 0 tg( L))/[Y 0 B tg( L) + iG] tg( L) = 2Y 0 B/(G 2 + B 2 Y 02 )G/Y 0 < 1, B/Y 0 < 1 L arctg(2B/Y 0 ) 2B/Y 0 Y 1 (х 0 ) = 2G/{(G/Y 0 ) 2 sin 2 ( x 0 ) + [cos ( x 0 ) (B/Y 0 ) sin ( x 0 )] 2 } R изл = /[1 (k 0 h) 2 /24] Q изл = 2 f p W/P изл Q = Q изл R п / R изл = (R изл /R п ) 100 D пр = 2D/(1 + G 12 ) G эф = D пр

161 ПЭПиУ II часть 161 Практические занятия часть 2 ПЭПиУ

162 ПЭПиУ III часть 162 Структура и содержание 2 части практического курса Вопросы расчета и конструирования активных элементов и устройств в гибридном и интегральном исполнении на полосковых линиях передачи в диапазоне СВЧ Общие определения и понятия Специфика устройств СВЧ – активные устройства (коммутаторы, ограничители, преобразователи, усилители, делители и умножители частоты, модуляторы, генераторы и др.) Основные параметры УСВЧ

163 ПЭПиУ II часть 163 Занятие 5 Вопросы анализа УСВЧ. Согласование полосковых линий и устройств СВЧ

164 ПЭПиУ III часть 164 Вопросы анализа УСВЧ

165 ПЭПиУ III часть 165 Круговая диаграмма Основные применения круговой диаграммы 1. Отображение заданного сопротивления или проводимости и определения КСВ. 2. Определение Z вх линии без потерь нагруженной на заданное сопротивление Z н. 3. Определение 4. Расчет разветвленных цепей и согласование различных неоднородностей. по Z н и Z вх. 5. Расчет согласования различных нагрузок с помощью четвертьволнового трансформатора 6. Расчет согласования различных нагрузок с помощью шлейфов согласования Расчет цепей питания для активных ГИС СВЧ

166 ПЭПиУ III часть 166 Занятие 6 Полупроводниковые СВЧ-приборы Смесительные диоды f пред = 1/2 r g C п Детекторные диоды f пред 1/[2 C п (r п r g ) ] 0,5 Переключающие и ограничительные диоды П =. П з = (1 – П п = ( 1 +

167 ПЭПиУ III часть 167 Генераторные СВЧ-диоды Туннельный диод Обращенные диоды Лавинно-пролетные диоды Диод Ганна

168 ПЭПиУ III часть 168 Биполярные и полевые транзисторы СВЧ f макс = 40/(+ 2t)

169 ПЭПиУ III часть 169 Сверхбыстродействующие транзисторы Баллистические и аналоговые транзисторы БЭТ с туннельным эмиттером БЭТ с планарно-легированными барьерами Полевые транзисторы с переносом заряда БЭТ с варизонными барьерами Аналоговые транзисторы со статической индукцией с металлической базой Транзисторами с высокой подвижностью электронов (НЕМТ). рНЕМТ с InGaAs/InAlAs/InP SiGe-транзисторы

170 ПЭПиУ II часть 170 Мощные GaN и SiC транзисторы SiC DMOS-транзистор Lateral DMOSFET SiCUMOS-транзистор SiC ACCUFET-транзистор SiC JFET-транзистор Схема каскода с высоковольтным SiC JFET и низковольтным Si MOSFET IGBT-прибор ВАХ IGBT-транзисторов и их условные графические обозначения

171 ПЭПиУ III часть 171 Занятие 7 УСТРОЙСТВА УПРАВЛЕНИЯ И ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛОВ Методы расчета диодных управляющих устройств S 11 = S 22 = –y/Y 0 (2 + y/Y 0 ) = –Y/(2 + Y), S 12 = S 21 = 2/(2 + y/Y 0 ) = 2/(2 + Y) S 11 = S 22 = g/(2+g) S 12 = S 21 = 2/(2 + g), L = 10 lg 1/ S 12 2 L = 20 lg (1 + g/2) L = 20 lg (1 + R/2) Модуляторы Выключатели L = 20 lg t 11

172 ПЭПиУ III часть 172 Детекторы, ограничители, аттенюаторы,коммутаторы, смесители и умножители частоты

173 ПЭПиУ III часть 173

174 ПЭПиУ III часть 174 Занятие 8 Транзисторные преобразователи СВЧ

175 ПЭПиУ III часть 175 Усилительные устройства

176 ПЭПиУ III часть 176 Максимальное усиление Рассчитывают требуемый импеданс генератора где – фаза коэффициента отражения реальных генератора и нагрузки с учетом проводимости параллельного шлейфа: и нагрузки Вычисляют реактивную проводимость параллельного шлейфа выходного трансформатора где у0 - волновая проводимость используемой передающей линии; Gн - действительная часть проводимости нагрузки, требующейся для согласования; Gг - то же, генератора. Вычисляют реактивную проводимость параллельного шлейфа входного трансформатора Определяют длины параллельных шлейфов Определяют длины последовательных шлейфов где – фазы импедансов генератора и нагрузки, требующихся для согласования.

177 ПЭПиУ III часть 177 Конкретные схемы МШУ СВЧ

178 ПЭПиУ III часть 178 Расчет усилителя на ПТ с рабочей полосой 8 – 12 ГГц

179 ПЭПиУ III часть 179 Занятие 9 Методы расчета автогенераторов Транзисторные автогенераторы (ТАГ) Оценочный расчёт параметров схемы по паспортным |S|-параметрам, связаным с Y-параметрами, которые используют для составления уравнений стационарного режима: Im (Yвх + Yн) = 0 – баланс фаз, Re (Yвх + Yн) = 0 – баланс амплитуд. После чего следует выбор ряда дополнительных параметров (влияние внешний цепи и цепи питания). Так как паспортные |S|-параметры являются малосигнальными, то метод позволяет достаточно точно определить только условие возбуждения, но не дает возможности исследовать энергетику генератора – режим большого сигнала. Метод требует небольших временных затрат, но необходимо знание достаточно точных |S|-параметров транзистора. Метод, использующий |S|-параметры в режиме большого сигнала. Этот метод точнее предыдущего, но измеренные даже на большом сигнале |S|-параметры не всегда совпадают с реализуемыми в автогенераторе и схема требует дополнительной экспериментальной доработки. Метод расчетно-экспериментальный. Сначала по паспортным параметрам определяются параметры эквивалентной схемы. По ним проектируется выходная цепь автогенератора. Экспериментально выходная цепь настраивается на получение требуемой мощности. Затем измеряются S-параметры транзистора вместе с выходной цепью. По полученным S-параметрам рассчитываются параметры входной цепи. Машинное моделирование автогенератора с использованием точной эквивалентной схемы и полных выражений для нелинейных характеристик транзистора. Основная проблема здесь – это полная эквивалентная схема. Поскольку в стационарном режиме АГ аналогичен идеальному контуру без потерь, в котором колебания могут существовать бесконечно долго, то для анализа и синтеза транзисторных автогенераторов можно использовать неготронные модели АГ, в которых транзистор с цепями обратной связи представляется двухполюсником с комплексным выходным сопротивлением, имеющим отрицательную реальную часть. (Отличия заключаются лишь в том, что в АГ могут существовать колебания только с определённой амплитудой, при которой потери в нагрузке полностью компенсируются отрицательным сопротивлением, вносимым активным прибором. Для самовозбуждения автогенератора необходимо, чтобы система была настроена в резонанс.)

180 ПЭПиУ III часть 180 Математическая модель транзистора В качестве исходной схемы ТАГ принимается известная схема с общей базой и с контуром между коллектором и базой. Для биполярных транзисторов СВЧ характерна большая внутренняя положительная обратная связь, за счет которой и возбуждается ТАГ. Для исключения работы ТАГ на расстроенную нагрузку между эмиттером и базой включается фазирующая реактивная проводимость (обычно это емкость). Особенности работы ТАГ на СВЧ связаны с тем, что средняя крутизна транзистора является величиной комплексной и фаза средней крутизны на СВЧ часто близка к 90. На основе общих соотношений, находятся комплексные нелинейные активные и реактивные части проводимости эмиттерной и коллекторной цепей транзистора для моногармонического воздействия на контакты с учетом автосмещения в цепи эмиттера. Определяется ток эмиттера и через коэффициент передачи транзистора находится коллекторный ток. Эмиттерный и коллекторный переходы рассматриваются как зажимы четырехполюсника. Определив параметры этого линейного четырехполюсника, можно найти соотношения, связывающие напряжения на его зажимах. Из условия баланса фаз и амплитуд (Re (Gн + Ga) = 0; Im (Bн + Ba) = 0) в схеме ТАГ на основе найденных соотношений находится система стационарных, нелинейных алгебраических уравнений ТАГ, которая может решаться с использованием стандартных программ поиска корней нелинейной системы. В результате решения нелинейной алгебраической системы стационарных уравнений определяется частота генерации ТАГ и оптимизируется зависимость мощности в полезной нагрузке от величин фазирующей емкости ТАГ СВЧ. Обычно схему ТАГ СВЧ с контуром между коллектором и базой представляют в виде следующего рисунка, где C 0 – фазирующая емкость, C кп – пассивная емкость коллекторного перехода, которую мы вначале будем считать не зависящей от напряжения на ней; L – внешняя дополнительная индуктивность коллекторного контура, C эб и C кб – монтажные емкости эмиттера и коллектора, G н – проводимость полезной нагрузки, трансформированная к контуру.

181 ПЭПиУ III часть 181 Математическая модель транзистора Определив вышеупомянутым способом U 12, U2,, можно из (81) найти U2п2 и затем из (80) определить уточненную величину Cкп, подставив которую в предыдущие соотношения и вновь решив полученную выше систему из четырех нелинейных уравнений, можно найти уточненные значения U1, U2 и Pн, после чего вновь можно определить U2п, Cкп и т.д., до получения хорошего совпадения предыдущих и последующих величин. Используя численные методы, можно реализовать указанную программу расчета ТАГ. Целью такой реализации должна являться оптимизация параметров C0 и Gн для получения максимума Pн. Перебирая параметры C0 и Gн и рассчитывая каждый раз Pн, можно найти оптимальные значения величин C0 и Gн.

182 ПЭПиУ III часть 182 Примеры рассчитанных схем и топологий автогенераторов

183 ПЭПиУ III часть 183 Занятие 10 Пример расчета элементов схемы доплеровской БРЛС Структурная схема доплеровской РЛС малой дальности Расчёт СВЧ генератора f = 14,2 ГГц, Входные и выходные характеристики транзистора генератора определим по круговой диаграмме полных проводимостей. Для расчета геометрии МПЛ будем использовать таблицу 1, приведенную в 5. Пусть проводимости транзистора по входу и выходу составляют соответственно: Для расчета геометрии МПЛ будем использовать таблицу 1, приведенную в 20. Расчет начинаем с определения длины волн в свободном пространстве и в 50-омной МПЛ с учетом Согласно задания

184 ПЭПиУ III часть 184 По круговой диаграмме полных проводимостей выполняем согласование входа и выхода с целью получения резонанса на заданной частоте. Определяем расстояние до шлейфов и их размеры. Положение и размеры шлейфа на входе при этом составляют: Положение и размеры шлейфа на выходе: Зададимся значением волнового сопротивления дросселя, для данного сопротивления по таблице определим, для данного значения эф ширина МПЛ составляет при нашем значении, Длина волны в дросселе составляет, а его длина будет равна Поскольку длина дросселя меньше 4, то следует взять нечетное число четвертей, для обеспечения трансформации к.з. в х.х. в месте подключения дросселя. Т.о. длину дросселя получаем равной (поликор), Определим размеру емкости (площадок питания S). Из соотношений: и используя частоту СВЧ генератора, определим размеры площадки, обеспечивающей надежную закоротку дросселя Схема СВЧ генератора принимает вид, приведенный на рисунке.

185 ПЭПиУ III часть 185 Так как сигнал с генератора поступает на фильтр и на смеситель, то на выходе поставим кольцевой делитель мощности. Рассчитаем делитель мощности для частоты 14,2 ГГц. Сопротивление МПЛ кольца определяется из соотношения Для данного по таблице находим и при этом х 2 = 4,248 мм. Диаметр кольца дожжен быть Найдём диаметр кольца соответствующий данному поэтому возьмём, тогда Условие выполняется и топология кольца принимает вид: